1系统组磷酸铁锂动力电池组快速充电系统分析研究Word格式文档下载.docx

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对磷酸铁锂电池组进行了不同电流充电实验，实验结果显示该方法可以输出任意给定的充电电流，实现了电动汽车电池组的快速充电。

ABSTRACT

Accordingtotheactualneeds,choose3-PhasePWMCurrentSourceRectifier（CSR>

topologyasmainlypowercircuit.Analyzedandcomparedseveralmajorcontrolmethodof3-PhaseCSR，andmainlyresearchedtheSPWMternarylogicandcontrolmethodsdetailed.Completedathree-phasecurrentsourcerectifiermaincircuithardwaredesignandbuilttheexperimentalplatform,thesoftwaredebuggingimplementedbasedonthemodulardesign.Completedtheopenandclosedloopexperiments,achievingpowerfactorcorrection.AgroupofLithiumironphosphatebatterieshasbeenchargedbydifferentcurrent,experimentalresultsshowedthatthismethodcanachieveconstantcurrent,realizetheelectriccarbatteriesrapidcharging.

1引言

现在发展电动汽车是解决能源危机和环境污染的最佳方案之一。

电动汽车的研究与开发已经成为当今世界的热点，美国日本等发达国家都在致力于电动汽车研究，我国科技部也制订了863电动汽车重大专项来加快电动汽车的发展。

目前，电动汽车的发展存在电机及电池等许多需要解决和完善的问题。

而作为电动汽车的核心能源，动力电池目前还存在比能量低下、电池充电速度较慢、续驶里程较短等问题。

同时，电动汽车动力电池的充电方法和充电快速性问题，也一直影响和制约着电动车的普及与应用。

《电动汽车科技发展“十二五”专项规划》草案已经拟定，插电式电动汽车将成为近期发展战略的主流，电动汽车充电站等配套基础设施也将投入建设，以满足电动汽车的产业化发展需求。

最近国内一些厂家和国家电网等部门合作，开始在各个城市建立快速充电站，希望在10~20分钟内将电池容量充到70-80%，但国内的充电技术大多停留在可控硅技术上，功率因数还比较低，而且大部分充电站针对的是300V以上的电池组。

本文将重点研究数字化充电设备，利用IGBT等模块设计充电主电路提高充电速度和充电效率，并且主要针对的是48V的电池组快速充电，最终可以应用在电动车的快速充电站，因此将具有重要的研究意义和应用价值。

2系统指标

目前电动车蓄电池电压等级仍无统一标准，从48V-300V不等，设计针对48V低压磷酸铁锂电池组的串联快速充电装置。

在磷酸铁锂动力电池组的串联充电过程中一定要保证不能过充电，即电池组端电压不能超过电池组充电电压上限值。

选取16节环宇电池股份有限公司生产的型号为HYP3.2V-200AH的磷酸铁锂动力电池组成串联电池组，电池额定容量为200AH，标称电压为3.2V。

需要快速充电的电池组一般电池荷电状态已经比较低了，在快速充电的过程中电压不会出现明显的上升，为了方便对电池实现不同的充电实验，输出电流可调，并设定充电保护电压为58V，因此设计的指标如下：

1）所设计的充电装置额定功率为50kW，输出电压范围50-400V；

2）实现直流电流可调输出，电流0-200A连续可调，电流精度1A或5%<

取两者较小），以便做电池不同电流的充电实验；

3）具有电池电压检测保护功能，当检测电池组端电压大于限制值时，停止充电，避免电池因过充而损坏；

4）输入电流总谐波畸变率小于5%，功率因数达到98%；

3系统方案

1）主电路拓扑的选取

图3-1充电机系统拓扑结构

由于三相输入电压为380AC，而一般电动汽车用电池组端电压在400V以下，需要降压型拓扑完成充电，目前大多采用两级结构，而本设计装置选用电流型PWM整流器作为主电路的拓扑结构，单级结构，如图3-1所示。

电流型PWM整流器控制六只开关管的调制，同时实现网侧电流跟踪网侧电压相位以及实现输出跟定电流；

输入侧LC滤波器的作用是滤除因PWM斩波产生的高频谐波，防止污染电网；

输端电感的作用是平滑输出电流；

而并联在输出端的二极管的作用是保证可靠的续流，避免出现断路情况，相比传统的四管续流方式，可以有效降低功率损耗。

2）间接电流控制策略

对于SPWM调制技术，交流输入电流的基波分量是电流调制信号的线性放大，因此可以通过对调制信号的控制，就可以实现对整流器输入电流相位和幅值的调节。

为了稳定输出直流电流，间接电流控制需要引入电流闭环反馈。

若要求三相PWM电流型整流器实现网侧单位功率因数正弦波整流控制，则对于交流侧单相电路，a相简化后的等效电路如下图所示：

图3-2交流侧a相等效电路图3-3交流侧a相矢量图

设

<

3-1）

式中，

、

——三相CSR电网a相电动势、电流瞬时值；

——CSR电网a相电动势、电流峰值。

为了实现网侧单位功率因数运行，

与

应该同相位，

应该滞后

角。

若PWM开关频率足够高，则三相CSRa相交流侧电压基波稳态值

为：

<

3-2）

由图3-3及式3-2，可得

3-3）

其中

定义为调制比。

由上式，化简可以得到：

3-4）

由式3-4可知，在单位功率因数运行时，

滞后

的角度

与交流侧电容C，直流电流值

和调制比

有关，而与电感值大小无关。

显然，当C参数一定时，可以计算出

将

角引入到控制中，可称为直接相角控制，利用

角可实现功率因数校正。

而由文献，可知

3-5）

令信号对电流型变流器进行PWM电流控制，则可实现电流型变流器的单位功率因数正弦波电流控制。

基于交流侧电流的间接电流控制原理电路如图3-4所示。

图3-4间接电流控制原理图

为了实现三相电流型整流器的网侧电流无静差控制，电流调节器采用比例积分PI调节器，调节器输出为三相电流型整流器交流侧峰值指令信号，然后通过控制运算，输出三相PWM正弦波调制信号，实现三相电流型整流器的间接电流控制。

直接电流控制由于是双闭环系统，其抗扰动性能及电流跟随性较好，但是这样就需要增加三个交流侧的电流传感器，增加成本，而且双闭环的PI环节参数相互影响，在实际工程应用中并不好调试。

在参数匹配不好时，其输出性能并不一定优于间接电流控制。

当CSR的主电路参数一定时，间接电流控制也可以很好的实现网侧电流的控制，其控制方法简单、成本低，可以适用于充电主电路的控制。

4系统硬件设计

1）主电路参数选取

根据主电路的选取原则和仿真结果，选择主电路参数如下：

交流侧三相线电压为38V，交流侧电感选用0.11mH，滤波电容选用11

F的无感电容，直流侧电感选用4mH，开关频率12.2kHz。

开关功率模块采用三菱PM400HSA120的智能功率模块<

IntelligentPowerModule-IPM）6个，电流为400A，耐压值

。

每个IPM模块两端并联一个2

F的电容，为模块提供缓冲保护。

每一路串联的二极管和直流侧并联的二极管选用的是三菱RM300HA-24F，可持续通过的电流为300A，耐压值1200V。

直流负载采用的是200AH的磷酸铁锂电池组。

2）控制单元设计

控制单元采用德州仪器DSPTMS320LF2808为控制芯片，模拟信号经过采样调理后进入DSP运算处理，调制波经PWM模块生成二值逻辑的PWM信号。

因IPM的脉冲输入端为低有效，所以二值PWM信号经六路与非门变换后得到六路PWM驱动信号。

图4-1硬件控制框图

3）模拟信号采样调理电路

①交流相电压信号采集

采用LEM公司的LV28-P型电压传感器，它是应用霍尔原理的闭环（补偿>

电流传感器。

原边与副边之间是绝缘的，主要用于测量直流、交流和脉冲电压。

对于电压测量，原边电流与被测电压的比一定要通过一个由用户选择的外部电阻R1确定，并串联在传感器原边回路上。

转换比例

图4-2LV28-P的接线图

由于DSPTMS320F2808的AD转换输入信号要求为0-3V，而由霍尔传感器检测到的相电压信号转换后得到的是电为正负电压信号，因此需要将0电平抬升到1.65V，再经滤波放大，保证电压信号在0-3V之间，才能输入到DSP的AD通道。

图4-3给出了滤波放大及电平抬升电路。

图中使用的MCP6044为轨到轨<

Rail-to-Rail）运放，能够保证其输出电压不会超过运放的供电电压值，从而确保输入到DSP的电压信号不会过高而烧毁DSP引脚。

图4-3相电压调理电路

图4-4中的

Ω，通过选取合适的电阻R1，使输出的电压幅值为

1。

②直流电流采集

直流电流的检测采用电流传感器LT508-S6，它用于测量直流、交流和脉冲电流。

，在电流较小时，为了提高检测精度就需要使通过的电线多绕几匝。

图4-4LT508-S6外部接线图

图4-5直流电流调理电路

该电路包含了一个二阶Butterworth有源低通滤波器，截止频率为500Hz。

其作用是滤除由开关信号耦合进母线的高频干扰，防止高频信号混叠到基波信号中，影响信号检测精度。

运放输出端的电压

因采样的是直流电压，因此电位不需要抬升，只需要输出的电压在0-3V即可，并尽量使输出最大值时达到满量程，以提高采样精度。

5系统软件设计

本论文的软件实现采用的是基于模型的嵌入式代码生成设计，利用Matlab内的TargetSupportPackage，通过搭建仿真模型，直接生成需要的软件代码。

TargetSupportPackageTM支持用户配置由MathWorks产品生成且能在嵌入式微处理器、微控制器和DSP上实时运行的代码。

使用TargetSupportPackage，用户可以集成外部设备、实时操作系统和算法，算法可由Simulink模型、Stateflow图表或EmbeddedMATLAB语言子集生成，而不必手写底层驱动和运行代码。

由此生成可执行的程序能被部署到嵌入式硬件平台上，实现目标机上的快速原型，实时性能分析，生成原始产品。

用户可以用Simulink模块和附加模块库构建系统模型和实时算法，该模型可以用定点数或浮点数开发，在TargetSupportPackage的支持下，用户可以插入经过优化的功能模块和基于用户的嵌入式硬件平台的外围接口模块，然后再结合Real-TimeWorkshop、EmbeddedIDELink和第三方的开发工具自动生成算法代码并编译、链接，下载到用户的硬件板卡上运行。

本文中，利用其内部支持的TIF2808芯片，配置相应的I/O端口和PWM模块，利用一些TI提供的算法模块，即可生成相应的程序。

生成的程序通过CCS3.3既可在线调试，也可通过烧写Flash下载到硬件电路上。

通过输出的波形验证模块搭建的正确性。

本设计搭建了SVPWM控制方式的代码生成模型。

图5-1基本的SVPWM模块实现方式

根据仿真得到的参数，搭建模块，根据不同的芯片，选择相应的模块，设置各端口参数。

这样在更改芯片时，可以方便的移植程序，大大缩短了开发周期，简化了软件调试过程。

6系统关键设计与创新

1）本设计所采用的拓扑为电流型PWM整流器，电流型PWM整流器与电压型不同，输出的的控制信号为三值逻辑，需要进行二值逻辑到三值逻辑的变换，其中三值逻辑开关切换中出现零状态，也就是某一路会产生直通，为了减少开关的动作需要判断零状态区间。

当在直流侧两端并联一个续流二极管时，直通的时候电流通过二极管流通。

这样就不要判断零状态区间，可以减少开关的动作次数，并且大大简化了控制电路。

直流侧并联二极管后，整个电路控制更为简单，可以减少大量的逻辑运算器件，而且增加了二极管后，可防止直流侧开路，提高了电路的可靠性。

2）软件调试采用基于模型的嵌入式代码生成设计，该方法可以很容易的实现程序移植，大大缩短了软件开发周期，提高了工作效率。

7评测与结论

实验电路的参数为：

三相电压源线电压380V，频率50Hz；

三角波幅值为

1V，载波频率为12.2kHz。

1）调制信号波形：

（a>

a，b相的二值逻辑输出（b>

a，b，c三相上桥臂的三值逻辑输出

（c>

a相上下桥臂的三值逻辑信号（d>

二三值逻辑变换

图7-1二三值逻辑信号

从DSP控制器出来后的a相上桥臂和b相下桥臂管的二值PWM信号经处理后，得到a相上桥臂管的驱动信号。

2）开环实验

为验证充电设备的输出是否正确，先用电阻对其进行了开闭环实验。

（a>

输入、输出侧波形（b>

开关两端电压波形

图7-2调制比

=0.5的输出和仿真波形对比

图7-3

=0.8图7-4

=1

由图7-3和图7-4可以看到，随着调制比的增大，输出的电流也逐渐增大，而且网侧电流实现了较好的功率因数校正。

但是输出的直流电流不可控，故需要加入电流闭环。

3）SPWM闭环实验

突加负载输出（b>

给定输出电流10A

图7-5突加负载输出<

给的10A）动态与稳态波形

在图7-5中，为电流给定为10A时，所得到的波形。

图7-5<

a）中，为突加负载时的突变过程，从图中可以看到直流电流上升过程不到一个工频周期，很快达到稳定的输出；

b）为输出稳定时，测得的直流电流和网侧电流值，从图中可以看到，在给定10A时，输出可以稳定的输出10A，系统跟随性能好。

图7-6给定输出电流30A图7-7给定输出电流50A

图7-8给定输出电流80A

通过图7-6、图7-7和图7-8的实验波形可以验证，当网侧电压为380V时，可根据不同指令电流，如30A、50A、80A对磷酸铁锂电池组进行充电，输出电流恒定且纹波较小，充电过程中网侧电流与电压同相位，有效的实现单位功率因数。

附录

申明：

所有资料为本人收集整理，仅限个人学习使用，勿做商业用途。