PCB布线设计经验谈Word文档格式.docx

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但须注意的是，这两片双层板在电路板的下层都有一个接地面。

如此设计是为了让工程师在做故障排除时可以迅速地看到布线，此种方式常出现在装置制造商的示范与评估板上。

但更典型的做法是在电路板的上层铺上接地面，以降低电磁干扰（EMI）。

图三　电路图的人工走线布在线层　

图四　电路图的人工走线布线下层

接地面的电流返回路径的有无

处理电流返回路径时，应该要考虑的基本问题是：

（1）假使只使用拉线当地线，尽可能加宽拉线﹔而如果考虑只用拉线作为电路板的接地线，拉线应该要尽可能的宽。

拇指大是很好的标准，但也必须知道接地线的最小宽度是指拉线从该点到末端的有效铜箔宽度，在此「末端」的定义是指离电源连接最远的一点。

（2）避免形成封闭的接地回路。

（3）如果没有接地面，可使用星形连接方式。

星形连接的范例如（图五）所示。

图五　如果无法设计成接地面，电流返回路径可用「星形」布线方式来处理

以此种方式，每种装置的接地电流单独返回到电源端。

使用者会发现图五中并非所有装置都有自己的返回路径。

U1与U2共享返回路径，允许这样做的先决条件是须符合下列设计所需注意之要点。

●勿使数字电路通过模拟装置。

数字电路在切换期间会在地回路上形成相当大的电流但其时间很短。

此种现象是由于接地回路的等效电感与电阻而造成。

接地面或地线的电感部份，将产生V＝Lδi/δt的压降，L是接地面或地线的等效电感，δi是来自数字装置电流的改变而δt是电流变化的时间。

计算接地面或地线等效电阻部份造成的电压变化是V＝RI，R是接地面或地线的等效电阻，I是数字装置的电流变化。

这种接地面或地线的电压变化将影响模拟装置输入端与接地间之正常信号。

●勿使高速电流通过低速装置

高速电路的接地返回信号在接地面上的变化有类似以上所述的效果，决定这个干扰效果的公式是：

对接地面或地线等效电感而言V＝Lδi/δt，而对接地面或地线等效电阻而言V＝RI。

当数字电路或高速电路的接地面或地线穿越过模拟装置的拉线时，会造成模拟装置输入端与接地间信号的改变。

不论使用何种技术，必须设计使得接地返回路径的等效电阻与电感为最小。

如果使用接地面，切断接地面可能增进或降低电路的性能，需小心使用。

图六　完全将模拟与数字接地面隔开之方式。

有时连续接地面的效果较被隔开的接地面差。

在此图（a）中显示出的接地布线方式较（b）中所示效果为差。

在（图六）中，精确的模拟与连接器较接近，但它与数字电路以及来自电源供应电路的切换电流隔绝。

此为一种能有效使接地返回路径分隔的方式。

该技术也用于之前图三与图四中讨论的布线中。

结论

探讨与布线相关的技术时，两种问题将会被讨论：

一为假使管理阶层不能使用双层板或接地面，但仍需要降低电路中的噪声时怎么办？

以及要如何设计符合接地面需求的电路？

一般而言，解决之道为告知管理阶层，如果想达到可靠的电路性能，接地面是必要的。

使用接地面的主要理由是接地阻抗低，并可降低一定程度的EMI。

但假使因成本限制而让使用者无法达到所需，本文提供的一些建议，例如星形网络以及正确的电流返回路径，亦能稍微减低电路噪声。

二、模拟与数字布线技术差异之探索

数字设计电路布局要达到良好的效果，仔细布线是完成电路板设计的重要关键。

数字与模拟布线的作法有相似处，本文将讲述这两种布线方式的比较，另外讨论旁路电容、电源供应及接地布线、电压误差，以及因电路板布线引起的电磁干扰。

从事数字设计与数字布线专家的人数之增加反映出一趋势──工业处于领先地位。

虽然数字设计是电子终端产品进步的指针，但数字电路仍需要接口至模拟电路或真实世界。

这两种电路间的布线方式虽有类似的部分，但要达到良好结果时，即使在一个简单的电路布线设计中存在小差异，都将导致无法达到最佳效果。

本文中将探讨模拟与数字布线间的基本异同，有关旁路电容、电源供应以及接地布线、电压误差，以及因电路板布线造成的电磁干扰（EMI）。

模拟与数字布线工作之相似处

旁路或反交连电容

就布线而言，模拟组件与数字组件皆需要此类电容。

通常这两种电路都需要一个0.1uF的电容，而且该电容需置于靠近电源接脚端；

第二类为常用于系统中之电源供应器的电容，其值通常大约是10uF。

电容位置如（图一）所示。

电容值各有不同，可能高十倍亦或低十倍，但都必须尽量缩短线长且靠近组件（0.1uF电容）或电源供应器（10uF电容）。

（图一）模拟与数字电路板设计中，旁路或反交连电容（0.1uF）应尽可能靠近组件

＜电源供应反交连电容（10uF）应置于电源走线进入电路板的位置。

任何情况下，这些电容的走线要越短越好。

＞

旁路或反交连电容以及在电路板上之配置，对此两种电路设计而言皆为常识，但基于不同的理由：

在模拟电路设计中，通常用于电源供应上之旁路电容，将使高频信号转向；

否则高频信号将透过电源接脚，而进入敏感的模拟芯片。

一般而言，这些高频讯号之频率会发生于模拟组件有能力抑制之频率以上。

在模拟电路中不使用旁路电容可能会导致过度的噪声进到讯号路径中，甚至引起振荡。

对数字组件，如控制器与处理器而言，反交连电容为必要的，但理由不同。

这些电容的功能之一是当作「微型」电荷储存库。

通常在数字电路中，闸极状态切换时会消耗大量的电流。

因为在芯片上发生切换动作时，瞬时电流会通过芯片及整个电路板，故使用额外的充电来补充供应其所需是有帮助的。

没有本地足够的充电以供执行转换动作所需之电流的后果──可能导致电源供应电压明显的变动。

当电压变动过大时，会导致数字信号位准进入不确定状态；

甚至导致数字组件内的状态机器运作不正确。

切换电流通过电路板走线时，将导致电压的变动。

电路板走线含有寄生电感，且电压的变化值可使用下列公式来计算：

V＝LI/t

在此，V＝电压变化值，L＝电路板的走线电感，I＝通过走线的电流变化，t＝电流变化经过的时间

因此，基于多种理由，接上旁路（或反交连）电容到电源供应与主动组件的电源接脚上为好的作法。

电源与接地走线相互搭配

当电源位置与接地线位置完全匹配时，电磁干扰的机会就会减少。

如果电源与接地未完全匹配，系统回路会被设计到布线内，而且将可能会发生「吵杂」现象。

电源与接地线不匹配的电路板设计，如（图二）所示。

（图二）电路板上组件之电源与接地线使用不同的走线布置

＜不匹配状况将使电路板的电路可能产生电磁干扰＞

设计电路板内的回路面积为697cm2。

使用（图三）所示的方法后，因幅射噪声而形成回路中感应电压的机会大为降低。

（图三）　在单层板中，电源线与接地线在通往电路板上组件途中为彼此相近

其匹配性较图二为佳，因此发生电磁干扰的机率减少为679/12.8或～54ｘ。

单元上的差异

接地面可能造成的问题

I/t适用模拟电路以及数字电路板布线的基本考虑，基本法则为使用连续接地面。

此惯例降低了数字电路中的影响（电流随时间造成的变化），因而降低接地噪声及其它噪声进入模拟电路中的可能性。

数字与模拟电路的布线技术在本质上相同，但有一例外是──让数字讯号线及接地面的返回路径，尽可能远离模拟电路。

进行方式可藉由将模拟接地面单独连接到系统接地，或是将模拟电路放置在电路板最远处，例如线的末端，该作法是使外部的干扰源减到最小。

对数字电路而言刚好相反，数字电路可容许接地面上较大量的噪声而不至于发生问题。

零件的位置

如上述，在每一电路板设计中，电路吵杂与安静的部份应分开。

一般而言，数字电路是有「很多」噪声的且对这类噪声的敏感度较低（因耐噪声度较大）。

相较之下，模拟电路的耐噪声度就小得多。

比较这两种不同的电路，模拟电路对切换噪声最为敏感。

在混合讯号系统的布线中，应将两种电路彼此分开，如（图四）。

（图四）　（a）将电路的数字与模拟部份彼此分开，以降低数字切换动作影响到模拟电路；

（b）高频应与低频分开，让高频组件较接近电路板连接器

随布线进入电路板的寄生零件

两种基本的寄生零件可随布线进入电路板内而产生问题──电容与电感。

只要两条走线相互靠近，在电路板内即产生一个电容；

如（图五）所示，将两走线在上下两层重迭或相邻放在同一层上。

在这两种走线结构中，在一条走线因时间产生的电压变化（I/t）可在另一条走在线产生感应电流。

假若第二条走线是高阻抗的，因电场而产生的电流将转换成电压。

（图五）　线与线太靠近，容易在电路板中产生寄生电容

＜在其中一条走线的快速电压变化，便会在另一条走在线感应出电流＞

在混合讯号系统中，常发现数字电路发生快速电压变化的情形。

如果让快速电压变化的走线靠近高阻抗模拟走线，便会破坏模拟电路系统的准确性。

所以，在混合讯号系统这个环境内，必须留意是：

耐噪声度较数字电路为低，另一为不要有高阻抗走线。

使用下面两种技术的任何一种，即可轻易地使这种现象降到最低。

最常使用的技术是，依电容方程式的建议来变更走线间的相关尺寸。

最有效的方法：

引起问题的走线间的间距。

要注意变量「d」是在电容方程式的分母中，当「d」增加时，电容量会减少。

另一个可以改变的变量则是两条走线的长度，如果长度（「L」）减少，则两条走线间的电容量也会减少。

另一种技术是在两条走线间配置一个接地线。

接地线不只是低阻抗，像这样一条额外的走线也会瓦解易导致干扰的电场，如（图五）所示。

在电路板中产生电感的结构与电容类似，如（图六）所示，将两条走线在上下层重迭或相邻放在同一层。

在这两种走线结构中，一条走线随时间改变的电流（I/t）会因为走线本身的电感而在线产生电压，并因互感而在另一走线感应一定比例的电流。

如果主要走线的电压变化量够大的话，会引起干扰并导致数字电路的耐噪声度降低，甚至造成误动作。

该现象不是数字电路专有，但因为在数字的环境内，较常发生瞬间切换的大电流。

（图六）　若不注意走线的配置，在电路板中的走线会形成线电感与互感

＜此种寄生组件对含数字切换电路的运作会造成伤害＞

要消除电磁干扰源的潜在噪声，最好的方式是将安静的模拟走线与吵杂的输入/输出隔开。

想办法降低电源与接地网络的阻抗，让数字电路走线铜箔中的电感与模拟电路中电容耦合量降到最小。

当设计中同时存在模拟与数字电路时，仔细布线是完成电路板设计成功的关键。

布线方式通常作为遵守的原则，否则在实验室的环境中，很难去测试产品的成功与否。

因此，一般而言，虽然数字与模拟单元的布线方式有相似处，但仍应认识其差异处并加以遵守。

（本文原载于零组件杂志第148期；

作者任职于MicrochipTechnology）

参考数据

[1]HenryW.Ott,NoiseReductionTechniquesinElectronicSystems,2nded.,Wiley,1998.

[2]RalphMorrison,NoiseandOtherInterferingSignals,WileyandSons,1992.

三、电路板与零件之寄生可能造成最大损坏之处

电路板布线会产生主要的寄生组件为电阻、电流及电感。

本文量化了高复杂度电路板寄生组件、电路板电容，并列举电路板性能的例子加以说明。

电路板布线所产生的主要寄生组件分别是电阻、电容以及电感。

举例而言，电路板电阻的形成是从零件到零件的走线结果。

电路板中不必要的电容可能会随走线、焊点以及平行走线而产生。

电感的产生则由于周边形成回路电感、互感应以及贯孔。

从电路图转成实际电路板时，所有的寄生组件都有机会干扰电路的性能。

本文量化了最棘手的电路板寄生组件、电路板电容，并列举可清楚看到电路板上性能的例子来说明。

非必要电容带来的困扰

在本系列文章中曾讨论过如何不慎在电路板内形成电容。

在此重复该概念：

两条相邻的平行走线会形成布线电容。

电容值可用（图一）中所示的公式计算。

图一　两条走线相邻布置可在一块电路板上形成电容

注:

两条走线相邻布置，即可在一块电路板上形成电容。

因为此种电容，在一条走在线快速的电压变化可在另一条走在线引起电流信号。

当高阻抗模拟走线贴近数字走线时，这种电容可能会在敏感的混合讯号电路中造成问题。

例如（图二）中的电路就可能会面临这类问题

。

图二　线与线太靠近，容易在电路板中产生寄生电容

以三个8位数字电位计和三个运算放大器组成之输出电压达65536阶之16位数字模拟转换器。

如果VDD在这个系统内是5V，这个数字模拟转换器的分辨率或LSB的大小就是76.3μV。

（图二）电路的动作，使用三个８位数字电位计和三个CMOS运算放大器来组成一个16位数字模拟转换器。

图二的左侧，有两个数位电位计（U3aandU3b）接到VDD与地间，该中心抽头输出端连接至两个运算放大器（U4a与U4b）的非反向输入端。

使用微控制器U1之SPI接口来规划数字电位计U2与U3。

在这个架构中，每个数字电位计被规划为一个8位之多阶数字模拟转换器。

如果VDD等于5V，这些数字模拟转换器的LSB大小等于19.61mV。

这两个数字电位计之中心抽头端被连接至两个缓冲器的运算放大器之非反向输入端。

在这个电路结构中，运算放大器之输入端是高阻抗，将数字电位计与电路其它部份隔离。

这两个运算放大器输出之变化振幅被规划在不会超出第二级运算放大器允许的范围内。

要让这个电路形成16位数字模拟转换器（U2a），第三个数字电位计会在这两个运算放大器U4a与U4b之输出范围内变动。

规划U3a和U3b用来设定数字电位计之输出电压。

再者，如果VDD是5V，则有可能将U3a与U3b个别规划为每一步19.61mV的变化量。

以此电压跨在第三个8位数字电位计R3上，使本电路的最低有效位所对应的电压值为76.3uV。

使本电路达最佳性能的关键组件规格见（表一）。

表一　使电路达到最佳性能的关键组件规格表

组件

规格

目的

数位电位计

位数

8位 

确定电路最低有效位大小及分辨率。

额定阻值

（电阻性组件）

10k（typ）

阻抗越低，则整体电路产生的噪声越低。

阻抗较低的电路其电流消耗较高，需做个取舍。

DNL

1最低有效位（最大值）　

良好的DNL特性是必要的，以确保16位操作下不会发生漏码。

电压噪声密度

（阻值设在中间）

9nV/Hz

@1kHz

如果这些组件产生之噪声过高，则无法达到16位无噪声之性能。

选取较低电阻之组件，可降低数字电位计的噪声。

运算放大器

输入偏压电流，IB

1pA@25°

C

较高的IB会导致数字电位计之直流误差，故本电路必须使用CMOS放大器。

输入偏移电压

500V（最大值）

A1与A2放大器间偏移误差之差异可能损及整个系统的DNL特性。

8.7nV/Hz 

@10kHz（typ）

如果这些组件产生之噪声过高，则无法达到16位之精确度。

选择低噪声放大器，可降低放大器杂

讯。

从每个组件规格表的众多参数中，找出许多主要规格参数，可以让这个电路更成功的用于提供直流电参考电压或任意波形之应用。

本电路可被用于两种基本操作模式；

第一种模式用于可规划调整之直流参考电压，在这个模式中，只是偶尔使用电路之数字部份而在正常操作中却没有；

第二种模式用于任意波型产生器，在这个模式中，电路之数字部份是操作的核心，且可能发生电容耦合的情形。

图二中电路的第一种完成的布线如（图三）所示。

图三　图二中另一方式的布线图

此为对图二中电路的第一种布线。

在图二中可迅速看到，重要的高阻抗模拟走线与数字走线极为接近。

本结构在模拟走线，因特定数位走线之数据输入码改变，产生无预期且随数字电位计的规划需求而变化的噪声。

观察布线中有颜色的走线，潜在问题很明显。

箭头所指的模拟走线（蓝色）从U3a之中心抽头至U4a之高阻抗放大器输入端。

另一箭头所指的数字走线（绿色）是用来传送数字数据以规划设定数字电位计。

在实验桌上，发现绿色走线的数字讯号耦合到敏感的蓝色走线内，如（图四）所示。

图四　示波器照片图

示波器照片中，最上面是JP1的波形（规划数字电位计的数字数据），中间是JP5的波形（在相邻的模拟走线的噪声），最下面黄色是TP10的波形（16位数字模拟转换器输出端的噪声）

在系统中，规划数字电位计之数字讯号已从走线感应到到另一条具有直流电压之模拟走线，而这个噪声又一路透过电路的模拟部份传递到第三数字电位计（U5a）。

第三数字电位计在两个运算放大器之输出状态间变动。

解决该问题之方式为将走线分开。

（图五）显示一个改善的布线解决方案。

图五　使用这个新的布线，模拟走线和数字走线已被分开

这个距离实质上已消除了在之前布线中造成干扰的数字噪声。

图六　布线变更的结果显示图

这个新布线中16位数字模拟转换器正显示一个单一码转换，从通信到数字电位计没有任何数字噪声。

布线变更的结果如（图六）所示。

将模拟与数字走线仔细分开，本电路变成一个很干净的16位数字模拟转换器。

第三数字电位计76.29μV的一个单一码转换显示在绿色波形。

示波器刻度是80mV/div且被显示的代码变更幅度约为80mV。

受限于实究室配备，所以将16位数字模拟转换器的输出乘以1000倍。

当一系统混合数字与模拟组件时，仔细布线是电路板成功与否的关键。

尤其，靠近高阻抗模拟走线的经常变化之数字走线将造成严重的耦合噪声，只有让这两种走线保持距离方可避免这种现象。

四、高精确度与分辨率模拟数字转换器布线技术

转换器在新设计型态改进下，大多模拟数字转换器多变成数字式。

即使如此的改变，电路布线的设计并无改变，本文将介绍使用连续逼近缓存器型与Sigma-Delta型的模拟数字转换器之布线方式。

最初模拟数字转换器在芯片中大部份仍为模拟的电路组成。

由于新设计型态的改进，慢速的模拟数字转换器大多变成数字式。

即使在芯片中从模拟变成数字，电路板布线工作并没有改变。

目前仍是如此，布线设计者在处理混合讯号电路时，想使布线成效良好，仍需基本的布线常识。

本文将探讨使用连续逼近缓存器型（SAR）与Sigma-Delta型的模拟数字转换器之电路板布线方式。

连续逼近缓存器型转换器布线

SAR模拟数字转换器之分辨率有8位、10位、12位、16位，有时也有18位。

起初，这些转换器之制造程序和结构，分别是双载子及R-2R阶梯电阻网络。

但最近这些组件已变成为使用电容充电分配技术的CMOS制造程序，这些转换器的系统布线方式，不会随这个转变而改变。

除高分辨率组件外，布线的基本方式仍然不变。

这些组件需要多加注意，以避免转换器串行或并列输出接口的数字回授。

就电路系统与芯片上不同的方块结构来评估，SAR转换器显然是属于模拟装置。

（图一）所示为12位CMOSSAR转换器的方块图。

图一　12位CMOSSAR模拟数字转换器的方块图

图注:

本转换器使用充电分配至电容数组

在本方块图中，取样/保持、比较器、大部份的数字模拟转换器及12位SAR都是模拟；

其余电路部份是数字。

结果，本转换器内之模拟电路耗用大部分的电源与电流，除数字模拟转换器与接口中发生的小量切换电流外，数字电路的消耗电流极少。

这类转换器具有数支接地与电源接脚。

这些接脚名称经常被误解为可依其脚位名称来区别数字或模拟。

但这些脚位名称并明确无表示，与系统和电路板连接之意义，它们是区别数字与模拟电流如何流出芯片。

知道这项信息并了解芯片主要组成部份是模拟，让电源与接地线放在同一平面上，例如模拟面就变得有意义。

例如，10位与12位转换器典型样本的脚位排列如（图二）所示。

图二　SAR转换器

不管分辨率高低，通常至少有两个接地连结：

AGND与DGND；

此处图解的转换器为Microchip的MCP4008与MCP3001

这些组件通常有两支接地脚从芯片拉出：

AGND与DGND。

电源只用一只脚位。

进行这种芯片之电路板布线时，AGND与DGND应连至模拟接地面；

模拟与数字电源接脚也应连接至模拟电源层，或至少连接至模拟电源走线，加入适当的旁路电容且尽可能靠近接地与电源接脚端。

这些组件如同MCP3201只有一支接地脚及一支电源接脚的唯一原因，是因为包装脚数之限制。

但是，若将数字与模拟接脚分开会使转换器得到良好的精确度与重现性。

所有转换器的电源布线方式是：

连接所有接地、正与负电源接脚至模拟面。

此外，连接与输入信号相关的「COM」或「IN」接脚时应尽可能靠近信号接地。

高分辨率的SAR转换器（16与18位转换器），需要考虑从安静之模拟转换器与电源层分离出数字噪声。

当连接这些组件至微控制器时，应使用外部数字缓冲器以达到干净的操作环境；

虽然这些类型的SAR转换器通常在数字输出端具有内部双缓冲器，外部缓冲器的使用进一步将转换器内的模拟电路与数字总线噪声隔离。

对这种系统适当电源处理方式如（图三）所示。

图三　使用高分辨率SAR模拟数字转换器，转换器电源与接地应连接至模拟面

使用高分辨率SAR模拟数字转换器，转换器电源与接地应连接至模拟面。

模拟数字转换器的数字输出应有缓冲器，使用外部三态输出缓冲器。

这些缓冲器隔开模拟面与数字面，并提供高驱动能力。

精确的Sigma-Delta布线方式

精确的Sigma-Delta型模拟数字转换器在芯片内绝大多数是数字。

早期在制造出这种转换器时，使用者藉由电路板铜箔面将数字噪声与模拟噪声分开。

SAR模拟数字转换器则可