基于PSpice的开关电源设计与仿真Word文档下载推荐.docx
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为开关控制器提供一定要求的直流电源,以保证芯片正常工作时输出的稳定可靠。
同时芯片内部集成有过压欠压保护电路,当辅助电源电压波动过大超出控制器供电电压范围,说明开关电源自身已经出现问题。
此时开关控制器就可以间歇的输出驱动方波,从而保护电路。
7、仿真方案:
在PSpice软件中对各个器件建模并验证合理性,然后进行仿真设计。
[1]
1.4设计指标
本文的目标是设计一款效率高、稳定性好、可靠性高的单端反激式电源。
具体设计指标参数如下:
开关频率
50~80kHz
输入电压范围
187~250Vac
输出电压(主和辅)
19.5V
输出最大电流
5A
输出最大功率
97.5W
电压纹波
<
200mV
表1—1系统的关键指标
第二章反激式变换器基本工作原理
2.1开关电源的基本原理
开关电源的基本拓扑结构种类有很多,主要的有包括非隔离的Buck变换器、Boost变换器、Buck-Boost变换器。
以及具有隔离的正激变换器、反激变换器、推挽变换器、半桥变换器和全桥变换器。
虽然种类很多,但是其基本原理还是一样的,带有隔离的开关电源典型拓扑结构如图2—1所示。
[2]
图2—1开关电源的基本电路图
在图2—1中,开关电源交流输入端通常接入220V交流电,经过整流硅堆D1和滤波电容C2后形成脉动幅度较小的直流电。
U3为脉冲宽度调制器,输出具有驱动开关管导通和截止的高频方波,这样就使加在高频变压器一次侧的直流电斩波形成了方波,而变压器二次侧同样也会通过电磁感应,形成占空比一致幅值不同的的方波,再经过滤波电容得到满足要求的直流电。
在直流输出端经过分压电阻R1和R2产生采样电压,将采样电压接入误差放大器同相端,在反向端接入基准电压,二者相比较就可以在误差放大器输出端产生误差信号。
并将误差信号加到脉冲宽度调制器U3同相端上面,反向端加入固定频率的锯齿波,这样经过比较,U3输出端就可以产生被调制占空比的方波,此方波的占空比随着误差信号的增大而减小,反之,随着误差信号减小而增大占空比。
这样整个电路就工作在闭环状态下,驱动开关管Q1导通和截止的方波被调制,跟随着输出直流电压的大小自动调节驱动方波占空比,从而使输出电压保持稳定。
这种带有变压器隔离的变换器要比非隔离的变换器做到更大的功率,只要选择好合适的拓扑结构,可以适用于很多大功率和中小功率开关电源,并适合多种多样的输出场合,比如多路输出,也可以在变压器加入辅助绕组专门为开关控制器供电,保证了芯片在正常工作时用电的可靠性。
2.2反激式变换器的简化电路分析
反激式变换器的简化电路如图2—2所示
图2—2反激式变换器简化电路图
图2—2中,驱动方波Ub控制开关管Q1的导通和关断,T1是变压器,实质上可以看作两个通过磁耦合的储能电感,通过电磁感应起到能量传递的作用。
输入的直流电压Vs在Q1导通时给变压器初级线圈提供能量,这时由于次级有二极管D1存在,而次级线圈通过电磁感应,电势方向与初级相反,即次级同名端为正电压,二极管D1被反偏截止,初级并没有能量提供到次级,负载所需要的能量有滤波电容C2提供。
当在Q1关断时,初级电势方向与Q1导通时刚好相反,此时次级同名端电压为负,二极管正向导通,初级能量传递到次级,这些能量一部分用于负载正常工作,另一部分用于电容储能。
Q1导通期间,初级线圈Np上所加电压恒定,其电流线性上升,斜率为
(2.1)
其中,Lp是初级励磁电感。
在导通结束时,初级电流上升将会达到
(2.2)
此时变压器储存的能量为
(2.3)
式中,初级励磁电感
的单位为亨利,初级电流
的单位为安培,能量Q的单位为焦耳。
若此时Q1关断,由于励磁电流不会突然变化,励磁电流使初级和次级绕组电压均反向,从而使次级侧二极管正向导通,变压器初级电流在Q1关闭时转移到次级,次级电流
的大小为
(2.4)
经过若干个开关周期之后,变压器二次侧直流电压上升到Vo。
当开关管Q1关断时,绕组Ns上端电压为正,电流从该端流出,呈线性下降,斜率为
其中Ls为次级电感量。
在Q1再次导通之前,如果次级绕组电流Is下降到零,变压器初级绕组储存的能量,在Q1再次导通前已经全部传送到负荷端,则变换器工作于断续模式。
由于在一个周期(秒)内传输的能量Q(焦耳)是输入功率(瓦特),因此直流母线电压Vs在一个周期T内提供的输入功率为
(2.5)
又因为,
,则有
≈
(2.6)
从式(2.6)可见,对于一个合格的成品开关电源周期T和初级电感Lp是不变的,所以只要有响应和带宽合适的反馈环路,就会自动调节以维持VsTon恒定,从而保持输出功率的恒定。
假设设计的变换器效率为80%,则有
输入功率
1.2(输出功率)
(2.7)
将式(2.6)和式(2.7)联立得
或
(2.8)
式(2.8)表示了输出电压
与输入电压
、导通时间
和负载电阻R的关系,反馈环工作在稳定的情况下,在Vs或R上升时减小Ton,相反的当在Vs或R下降时,Ton增加,从而自动调整输出电压。
[3]
2.3DCM和CCM工作模式下的基本波形分析
反激式变换器其实质是Buck-Boost变换器的隔离模式。
在实际设计应用中,反激变换器通常被设计成连续导通模式(CCM模式)和不连续导通模式(DCM模式)。
一款性能好稳定性高的开关电源一般会被设计在两种模式下,并在复杂的输出环境下平稳的过渡。
在设计时也可以使变换器只工作在一种模式下,适用于输出功率变化不大的场合。
如图2—3所示,时间
~
内。
如果次级绕组电流
在下一个周期开始前已降至零,电路将在DCM模式下运行,如图(a)所示;
如果电流
在下一个周期开始前没有降至零,电路将在CCM模式下运行,如图(b)所示。
两种模式下变压器初级和次级绕组的电流波形如图2-3所示。
图中Φ为主磁通,
为初级线圈流过的电流,
为次级线圈流过的电流。
[4]
图2—3反激变换器在CCM和DCM模式下的工作波形
2.4反激式变换器RCD钳位电路
反激式变换器的RCD钳位电路如图2—4所示,它通常并联在变压器一次侧,由钳位二极管D2、电阻R2和电容C2组成,其作用在于给变压器漏感能量提供释放的通路并将反激电压钳位在某一电压值。
图2—4增加RCD吸收回路的反激式变换器
在
状态,当变压器初级侧流过电流时,很大一部分电流会产生主磁通Lp,主磁通是在磁芯中由初级和次级线圈共同耦合形成的一个磁回路,用于能量的传递。
而另外一小部分电流在
阶段会建立起漏磁通,它的磁回路没有在磁芯中,而是在磁芯外面的空气中,这样无法形成能量的传递,只能在
阶段由初级线圈释放,但是在
阶段开关管关断,没有漏磁通释放能量的路径,如果不设法消除这部分能量,漏感产生的电压就会持续增大,最终将会击穿开关管。
为了防止出现漏感电压持续增大,就必须在
阶段为漏感提供能量释放通路,通常就是在变压器初级线圈旁边并联RCD钳位电路。
[5]
2.5开关电源的控制方式
开关电源的控制方式主要有脉冲宽度调制(PWM)、脉冲频率调制(PFM)和混合调制(PSM)三种。
PWM方式,其开关频率不变,脉冲宽度可调,通过调节占空比来改变开关管导通和截止的时间,以便保持输出稳定;
PFM方式,开关频率可调,脉冲宽度恒定,开关管的占空比通过改变频率来调整,以保持输出稳定;
PSM方式下,脉冲宽度和开关工作频率都不是固定的,可以改变。
它是上述两种模式的混合。
开关管的总的导通和截止时间以这种混合方式调节,以保持输出稳定性。
[6]
2.5.1PWM控制技术
下面主要介绍本文中用到的PWM方式:
PWM调制方式因为设计简单,调控能力强易于控制,所以应用在大部分开关电源实际设计中,是最常见的一种控制方式。
PWM控制技术还可以分为电压反馈信号控制的PWM技术和电流反馈信号控制的PWM技术。
本文设计的开关电源采用电压反馈信号控制PWM。
[7]
2.5.2电压反馈信号控制的PWM
电压反馈信号控制的PWM因为结构清晰,电路简单,在开关电源问世的初期,得到了大量的应用。
其工作原理如图2—5所示。
输出电压经过分压电阻R3和R4产生采样电压,将采样电压和基准电压送入误差放大器,在输出端得到误差电压,再将误差电压和锯齿波发生器产生固定频率的锯齿波送入PWM放大器,在输出端就可以产生一定占空比的方波信号。
这样就形成了一个闭环控制系统,只要输出电压变化引起误差电压的变化,PWM放大器就会使方波信号的占空比发生变化,从而使输出电压维持稳定。
图2—5电压反馈信号控制的PWM技术原理图
2.5.3电流反馈信号控制的PWM
随着电压反馈信号控制的PWM技术成熟,电流反馈信号控制的PWM技术因为更好的瞬态响应也得到了很大的应用。
其原理是用初级线圈在
阶段线性上升的锯齿波电流信号,代替锯齿波信号发生器产生的锯齿波信号,将电流信号和误差电压送入比较器比较,产生可调节占空比的的矩形波信号来控制外部开关管。
电流反馈信号控制的PWM原理图,如图2—6所示。
图2—6电流反馈信号控制的PWM技术原理图
第三章反激式开关电源电路设计
一般开关电源有如图3—1的各个模块组成,本章将主要设计各个模块,他们分别是抗干扰滤波模块、桥式整流模块、功率变换模块、整流滤波模块、取样反馈电路和PWM控制电路。
采用模块化设计思路好处在于各个模块可以分别调试,错误易于发现,条理清晰。
图3—1开关电源的组成图
3.1抗干扰滤波电路设计
抗干扰滤波电路主要是对电磁干扰(EMI)进行滤除,EMI滤波器一般为低通滤波器,滤波器一般安装在交流电源与开关电源之间,典型结构如图3—2。
其中L1和L2是共模电感,其圈数相同,绕向相反,两个线圈内流过电流时产生的磁通可以相互抵消。
电容C1和C2与L1和L2构成低通滤波器,其作用就是允许电路正常工作时的工频信号进入电路,而对于高频的干扰信号有很大的阻碍作用,同时也防止电路自身的高频干扰信号对市电进行污染。
对于图中共模电感和共模电容的取值,一般要求达到开关电源的EMI防止要求,电感L1、L2取值10mH,电容C1、C2取值2200pF。
[8]
图3—2EMI滤波器
3.2桥式整流电路设计
如图3—3所示桥式整流器选择KBU8M,在硅堆里面集成有四个二极管,每个二极管反向击穿电压高达1000V,对于整流后的电压
Vin即311v,完全有能力正常工作。
对于C3,C4滤波电容通过仿真选择3.3mF和1mF,保证了输出电压有较小的纹波。
图
3—3桥式整流电路
3.3功率变换电路和输出整流滤波电路
如图3—4功率变换电路主要有变压器、RCD钳位电路组成。
变压器U5只作为的变压(通过匝比关系)和隔离用途,而没有储能的作用,电感Lp和Lleak模拟了变压器的励磁电感和漏电感,并兼有变压器的储能作用。
变压器的次级接二极管和一端接地的电容进行滤波,得到较小纹波的电压Vout1,以提供负载使用。
辅输出Vout2为开关控制器提供电源。
图3—4功率变换电路和输出整流滤波电路
基于反激变换器的笔记本充电电源技术指标如下:
考虑市电220v交流电在用电高峰和低谷时幅值有±
15%的变化,则输入的交流电变化范围为187~250v,经过桥式整流滤波之后的直流电压为260~360v。
输出电压19.5V、输出电压精度±
250mV、输出最大电流5A、输出最大功率97.5W。
MOSFET降额因子Kd选择0.85,降额因子表示为,例如本文选择的开关管MTP6N60它的Vds(漏源电压)额定值为600V,由于工艺和质量的原因,它的额定值很难达到标准的600V,在设计的时候就要有一部分降额,即设计使用时电压取值为0.85×
600等于510v。
二极管降额因子Kd取0.5。
RCD钳位二极管过脉冲幅度选择Vos=20v,即钳位的电压尖峰值应小于20v。
引入变压器匝比计算公式
(3.1)
钳位电压为开关管关断后加在开关管漏极的电压,其幅值为次级折算电压的30%~100%(参数Kc为1.3~2),假设变压器耦合良好则在此设计中Kc取1.5。
Vf为二极管的导通压降,将参数带入到式(3.1)中,得匝比为
(3.2)
初级电感量L为
(3.3)
式中
为变换器的效率此处取85%;
为初级线圈中电感电流峰峰值与电感平均电流的比值(
),它的取值与输入电压的范围有关,一般取值在0.8~1.6之间,此设计中取0.85;
Fs为开关控制器输出方波的频率取65KHz;
Pout为输出的功率此处取100W。
将参数带入式(3.3)中,得初级电感量
为
(3.4)
取初级电感量为760µ
H,漏电感取1%励磁电感,即7µ
H。
下面计算流过初级线圈的的有效电流和峰值电流,从而选择合适的MOSFET和检测电阻(Rcs)。
平均输入电流和电感平均电流的关系如下
(3.5)
式中D表示占空比,最大平均输入电流与最低输入电压
及输出功率有关,即
(3.6)
式(3.5)中的占空比满足以下关系
(3.7)
将该结果带入式(3.5),得到平均电感电流为
(3.8)
基于上面的计算结果,算出关键参数电感电流峰峰值
,峰值电流
和谷值电流
。
(3.9)
(3.10)
(3.11)
最终计算有效电流为
(3.12)
,
计算得有效电流为1.81A
计算MOSFET源极与地连接的检测电阻Rcs时,带入计算的峰值电流应为1.3
即考虑30%的裕度。
(3.13)
选择Rcs为300
由于输入电压最大为360V,可以先假设MOSFET工作时的电压(Vdss)为约为600V,然后通过下面的计算验证是否合适。
(3.14)
表示开关管关断时的钳位电压,钳位电压的计算为
(3.15)
则开关管Vdss=130+360V即490V,选择Vdss为600V的开关管,将留有110V安全裕度,所以选择Vdss为600V的MOSFET是合适的。
此设计选择的开关管为MTP6N60漏极最大电流Id为6A,完全满足在满载时初级线圈电流有效值1.81A的要求,漏源电压Vdss为600V,开关管开通电压Vgs为20V。
下面设计RCD钳位电路以及电阻R15和电容C15组成的漏电感振铃消除电路。
在钳位电路中计算钳位电阻和电容为
(3.16)
(3.17)
当开关管突然阻断时,由于漏电感和相关器件的寄生电容会产生高频振铃,对这些高频振铃如果不加干预,经过衰减震荡之后也会自然消失,但是高频振铃有时会达到MHz级别,产生很严重的电磁辐射。
设计要尽量避免出现电磁辐射,所以用R15和C15产生阻尼作用快速衰减振铃。
在不加振铃消除电路时测量的得振铃频率为16.6MHz,漏电感为7µ
H,因此阻尼电阻R15和C15为
(3.18)
(3.19)
对于钳位二极管D6应该选择超快恢复性二极管,这类二极管截止过程非常突然,例如本文选择的MUR160。
[9]
变压器次级的整流滤波电路设计中,对于反激变换器输出整流,只需要二极管和滤波电容,并不需要其他变换器还需要滤波电感。
对于二极管D7和D8的选择由于最大负载时输出电流有效值为5A,二极管降额因子取0.5,所以二极管选择时正向导通电流必须大于10A,并留有一定的余量,所以此设计选择的二极管为MBR20100,正向导通电流为20A,反向耐压为100V。
对于滤波电容C3和C13选择,在仿真时逐渐迭代为需要的电压精度即可,最后确定为1mF。
3.4PWM控制电路和取样稳压电路设计
本文选择的开关控制器为UC3842,UC3842是一种性能优良,可靠性高的脉冲宽度调制芯片。
该调制器采用固定工作频率,脉冲宽度可调的控制方式。
它的内部结构如图3—5所示。
图3—5UC3842引脚分布及内部结构
UC3842共有8个引脚。
各引脚功能如下:
引脚1是芯片内部误差放大器的输出端,外接的电阻和电容元件并联在误差放大器反向输入端,用于改善误差放大器的增益和频率响应特性,如图3—6中的电容C5、C6和电阻R9;
引脚2是反馈电压输入端,接于分压电阻R7和R8之间,此脚电压与基准电压在误差比较器中进行比较,产生误差电压,从而控制脉冲宽度;
引脚3为电流检测输入端,如图3—6,外接检测电阻Rcs、限流电阻R6和电容C4,电容C4滤除检测电阻产生的电压尖峰,当检测电压超过1V时,减小脉冲宽度,从而保护电路;
引脚4为定时端,其外接的电阻电容元件经过充放电产生震荡电压,从而决定内部振荡器的工作频率,频率Fs=1.72/(RT×
CT),输出的频率范围为40K~500KHz。
阻容元件经过计算仿真迭代选择RT为1K,CT选择18nF,实测频率为62.5KHz符合设计要求。
引脚5为公共接地端;
引脚6为推挽输出端,输出电压约为25V,驱动能力为±
1A,较高的驱动能力,能直接驱动双极型的晶体管或场效应管,同时输出的方波拥有极短的上升和下降时间,外接15Ω的电阻R3提高MOSFET的驱动能力。
引脚7是芯片供电端,具有欠压、过压锁定功能,供电电压输入范围为16~34V。
所以本设计辅助绕组与主绕组采用一样的匝比,经过整流滤波辅助绕组得到19.5V直流电压为芯片供电。
引脚8是一个5V参考电压输出,负载能力为50mA。
[10]
图3—6PWM控制电路和采样稳压电路
第四章反激式开关电源的PSPICE仿真分析
4.1PSPICE仿真软件的介绍
PSPICE是由早期的SPICE(SimulationProgramwithIntegratedCircuitEmphasis)发展和拓展而来的,可用于电路设计的一款功能齐全的仿真软件。
可以进行直流工作点分析、瞬态分析,交流小信号分析等。
在实际应用中由于Pspice仿真软件仿真结果与实际电路的结果相差不大,所以在做实际电路初期可以用Pspice软件进行仿真,减小开发周期。
Pspice主要优点:
(1)仿真模型库里面的器件,具有3万多个器件模型,对于没有模型的器件很多厂商都会在官网发布器件的Pspice仿真模型,这样只要添加模型到库文件就可以调用器件。
缩短了因为自己建模而延长的开发周期。
(2)可以以文本建模或者在交互窗口中以原理图的输入形式,进行模拟或数字分析,具有模拟和数字混合仿真功能,这是大多数市面上别的仿真软件不具备的功能。
(3)Pspice具有强大的模拟功能和系统分析功能。
工程师可以使用传递函数框图的方法进行时域分析,也可以通过系统分析从不同的角度对设计的电路进行优化设计。
[11]
4.2反激式开关电源Pspice仿真设计
根据第三章的分析,在实际仿真电路图中并没有出现抗干扰滤波电路,因为仿真是在元件理想情况下进行,加入抗干扰滤波电路反而造成仿真时间加长和仿真时参数不收敛。
但在真正利用仿真电路图设计PCB或者焊接电路的时候一定要加入抗干扰滤波电路。
对于UC3842的供电,在实际仿真时没有选择辅助绕组为其供电,因为电路输入220V交流电在仿真开始的0~3ms内,经过整流的电压没有达到310V,这造成了辅助绕组的输出电压并没有达到芯片工作的最低电压,从而使芯片UC3842欠压锁定,没有PWM波输出,这样辅助绕组就会一直没有电压造成恶性循环。
但是在实际电路中不会出现这样的情况。
基于这种考虑在仿真时选择了19.5V的直流电压源为芯片供电。
仿真电路如图4—1。
图4—1反激式开关电源Pspice仿真电路图
4.3Pspice仿真结果分析
在Pspice中执行瞬态仿真分析,设置仿真的时间段,查看各个节点的电压和电流,如下图4—2为控制芯片UC3842第六脚推挽输出端、初级线圈的电压波形和输入电压。
图4—2输出满载时的PWM波和开关管漏极波形
图4—2中,红色为输出的PWM波,绿色为开关管漏极的波形
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- 基于 PSpice 开关电源 设计 仿真