单相正弦波逆变电源的设计正文精品版文档格式.docx

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在近半个多世纪的发展过程中，正弦波逆变电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的连续工作电源，并广泛的应用，正弦波逆变电源技术进入快速发展期。

正弦波逆变电源采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。

它的功耗小，效率高，正弦波逆变电源直接对电网电压进行整流、滤波、调整，然后由开关调整管进行稳压，不需要电源变压器，此外，开关工作频率为几十千赫，滤波电容器、电感器数值较小。

因此正弦波逆变电源具有重量轻、体积小等优点。

另外，于功耗小，机内温升低，提高了整机的稳定性和可靠性。

而且其对电网的适应能力也有较大的提高，一般串联稳压电源允许电网波动范围为220V±

10%,而正弦波逆变电源在电网电压在110～260V范围变化时,都可获得稳定的输出阻抗电压。

正弦波逆变电源的高频化是电源技术发展的创新技术,高频化带来的效益是使正弦波逆变电源装置空前的小型化,并使正弦波逆变电源进入更广泛的领域,特别是在高新技术领域的应用,扒动了高新技术产品的小型化、轻便化。

另外正弦波逆变电源的发展与应用在节约资源及保护环境方面都具有深远的意义。

目前市场上正弦波逆变电源中功率管多采用双极型晶体管，开关频率可达几十千赫；

采用MOSFET的正弦波逆变电源转抽象频率可达几百千赫。

为提高开关频率，必须采用高速开关器件。

在一定范围内，开关频率的提高，不仅能有效地减小电容、电感及变压器的尺寸，而且还能够抑制干扰，改善系统的动态性能。

因此，高频化是正弦波逆变电源的主要发展方向。

高可靠性——正弦波逆变电源的使用的元器件比连续工作电源少数十倍，因此提高的可靠性。

从寿命角度出发，电解电容、光耦合器及排风扇等器件的寿命决定着电源的寿命。

所以，要从设计方面着眼，尽可能使较少的器件，提高集成度。

这样不但解决了电路复杂、可靠性差的问题，也增加了保护等功能，简化了电路，提高了平均无故障时间。

正弦波逆变电源的发展从来都是与半导体器件及磁性元件等的发展休戚相关的。

高频化的实现，需要相应的高速半导体器件和性能优良的高频电磁元件。

发展功率MOSFET、IGBT等新型高速器件,开发高频用的低损磁性材料,改进磁元件的结构及设计方法,提高滤波电容的介电常数及降低其等串联电阻等,对于正弦波逆变电源小型化始终产生着巨大的推动作用。

总之，人们在正弦波逆变电源技术领域里，边研究低损耗回路技术，边开发新型元器件，两者相互促进并推动着正弦波逆变电源以每年过两位数的市场增长率向小型、薄型、高频、低噪声以及高可靠性方向发展。

第2章设计总思路

2.1总体框架图

滤波电路

逆变电路

输入315V直流电

图1总体框图

此次课程设计要求输入315V直流，输出220V交流，主电路采用单相桥式逆变电路，对高频开关器件常用PWM波控制，要产生正弦波可采用SPWM控制方法，通过控制电力电子器件MOSFET的关断来控制产生交变正弦波电压。

控制电路主要实现产生SPWM波，设计要求选用UC3842电流控制型PWM控制器产生控制脉冲。

而UC3842实质上是通过输入的两路波进行比较，输出比较后形成的脉冲波，鉴于UC3842的这一特征，可以通过输入正弦漫头波和锯齿波进行比较得到所需的正弦波控制脉冲。

正弦波产生器的设计有多种方法，本次课程设计采用555定时器多谐振电路产生方波经过滤波产生正弦波的方法作为正弦波产生器，再经过整流，使之成为正弦漫头波。

锯齿波的产生电路比较简单，可以直接利用UC3842内部提供的谐振器加入外围电阻电容产生。

此外电路要求输出的正弦波幅度可调，此时就需要使加入的正弦波漫头波幅值可调，此可以通过一加法器使之与设置电压相叠加产生电压可变的正弦电压。

主电路和控制电路的一些中间环节都是需要滤波的，由于产用SPWM控制，主电路的谐波成分较少，可以通过简单的RC无源滤波。

控制电路中的方波要变成较为标准的正弦波，要滤去的谐波成分就要多得多，可以采用有源滤波，且可以通过积分环节使方波变成比较好的正弦波。

由于设计出来的电路是作为电源用的，对电源电流、电压检测就显得非常有必要了，可以通过从电源负载取出电流信号作为UC3842的关断信号，从而实现主电路的限流作用。

要实现电流、电压的稳定，则可以通过取出的电流、电压信号与控制电路构成闭环控制来实现。

为了不至使电路结构过于复杂，只设计了简单的电压反馈环使电压基本能跟随给定维持恒定。

2.2设计的原理和思路

图2正弦波逆变电源的组成框图

该电路采用他励式,2管双推动输出脉宽调制方式输出电压为220V,输出电流2A,有欠压、过压和过流等多重保护功能。

第3章主电路设计

3.1SPWM波的实现

3.1.1PWM固定频率的产生

PWM波形产生原理图如图3.1.1所示

图3.1.1PWM波的产生电路图

PWM固定频率是由SG3525芯片产生。

SG3525芯片的资料见如下：

管脚说明：

引脚1：

误差放大反向输入脚9：

PWM比较补偿信号输入端

引脚2：

误差放大同向输入引脚10：

外关断信号输入端

引脚3：

振荡器外接同步信号输入端引脚11：

输出A

引脚4：

振荡器输出端引脚12:

信号地

引脚5:

振荡器定时电容接入端引脚13：

输出级偏置电压接入端

引脚6：

振荡器定时电祖接入端引脚14：

输出端B

引脚7:

振荡器放电端引脚15：

偏置电源输入端

引脚8:

软启动电容接入端引脚16：

基准电源输出端

图中11与14脚输出两路互补的PWM波，其频率由与5、6管脚所连的R、C决定。

PWM频率计算式如下：

f=1/[C5（0.7R15+3R16）]，调节6端的电阻即可改变PWM输出频率。

同时，芯片内部16脚的基准电压为5.1V采用了温度补偿，设有过流保护电路，5.1V反馈到2端同向输入端，当反向输入端也为5.1V时，芯片稳定，正常工作。

若两端电压不相等，芯片内部结构自动调整将其保持稳定。

在脉宽比较起的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化，由于结构上有电压环河电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，目前比较理想的新型控制器。

R和C设定了PWM芯片的工作频率，计算公式为T=（0.67*RT+1.3*RD）*CT。

再通过R13和C3反馈回路。

构成频率补偿网络。

C6为软启动时间设定电容。

3.1.2SPWM波的原理

在进行脉宽调制时，使脉冲系列的占空比按正弦规律来安排。

当正弦值为最大值时，脉冲宽度也最大，脉冲间隔最小，反之正弦值较小时，脉冲宽度也小，脉冲间的间隔较大。

这样的电压脉冲系列可以使负载电流中的高次谐波成分大为减少，成为正弦波脉宽调制。

3.1.3SPWM调制信号的产生

要得到正弦电压的输出，就要使逆变电路的控制信号以SPWM方式控制功率管的开关，所得到的脉冲方波输出再经过滤波就可以得到正弦输出电压。

通过SG3525来实现输出正弦电压，首先要得到SPWM的调制信号，而要得到SPWM调制信号，必须得有一个幅值在l～35V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3525脚2，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波实现SPWM的控制电路框图如图3.1.3（a）所示，实际电路各点的波形如图3.1.3（b）所示。

图3.1.3（a）SPWM波控制电路框图

图3.1.3（b）SPWM电路主要节点波形

由图3.1.3（a）图3.1.3（b）可知，基准50Hz的方波是由555芯片生成的，用来控制输出电压有效值和基准值比较产生的误差信号，使其转换成50Hz的方波，经过低频滤波，得到正弦的控制信号。

3.2保护电路模块

该系统是由直流边交流，弱点变为强电。

故对系统进行必要的安全保护是必须的，在对系统进行调试时必须要注意安全。

系统除了芯片本身具有的保护措施外，还对系统进行了专门的保护，具体如下。

3.2.1过电流保护

过电流保护采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在IGBT允许的过流时间内将其关断，起到保护作用。

如图3.2.1所示，过流保护信号取自CT2，经分压、滤波后加至电压比较器的同相输入端，如图2.4所示。

当同相输入端过电流检测信号比反相输入端参考电平高时，比较器输出高电平，使D2从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，使电压比较器一直稳定输出高电平。

同时，该过电流信号还送到SG3525的脚10。

当SG3525的脚10为高电平时，其脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。

图3.2.1过电流保护电路

3.2.2空载保护电路的设计

空载检测电路如图3.2.2所示。

是用电流互感器检测电流输出，当没有电流输出时，使三极管Q8截止，从而使RS-CK为高电平，停止输出SPWM波。

8s后，再输出一组SPWM波，若仍为空载，则继续上述过程。

若有电流输出则Q8导通，使得RS-CK为低电平，连续输出SPWM波形，逆变电路正常工作。

图3.2.2空载检测电路图

3.2.3浪涌短路保护电路的设计

浪涌电路保护电路原理图如图3.2.3。

此电路图是短路保护，用0.1欧的电阻对电压进行采样，通过470千欧电阻得到电流，并使这电流通过光电耦合器，当电流过高时使得SPWM波不输出，关闭IGBT形成保护。

故障排除后光电耦合器输出关断，逆变器正常工作。

图3.2.3浪涌短路保护电路原理图

第4章单元控制电路设计

4.1DC-AC电路设计

由前面论证已经明确采用全控桥式逆变电路。

其中各桥臂通断由SPWM波控制的IGBT完成。

系统采用SG3525来实现SPWM控制信号的输出，该芯片其引脚及内部框图如图4.1所示。

图4.1SG3525引脚及内部框图

直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；

另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5V基准电压。

+5V再送到内部（或外部）电路的其它元器件作为电源。

振荡器脚5须外接电容GT脚6须外接电阻RTo振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f=1．18／RCTo逆变桥开关频率定为l0kHz，取GT=O．22μF，RT=5kΩ。

振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；

另一路以锯齿波形式送至比较器的同相输入端，比较器的反向输入端接误差放大器的输出。

误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，输出一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。

或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。

双稳态触发器的两个输出互补，交替输出高低电平，将PWM脉冲送至三极管V1及V2的基极，