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图2-36双反星形电路,=0时两组整流电压、电流波形带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1接平衡电抗器的原因:
接平衡电抗器的原因:
两个直流电源并联时,只有当电压平均值和瞬时值均相等时,才能使负载均流。
双反星形电路中,两组整流电压平均值相等,但瞬时值不等。
两个星形的中点n1和n2间的电压等于ud1和ud2之差。
该电压加在Lp上,产生电流ip,它通过两组星形自成回路,不流到负载中去,称为环流环流或平衡电流平衡电流。
考虑到ip后,每组三相半波承担的电流分别为Id/2ip。
为了使两组电流尽可能平均分配,一般使Lp值足够大,以便限制环流在负载额定电流的1%2%以内。
带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1双反星形电路中如不接平衡电抗器,即成为六六相相半半波波整流电路整流电路:
只能有一个晶闸管导电,其余五管均阻断,每管最大导通角为60o,平均电流为Id/6。
当=0o时,Ud为1.35U2,比三相半波时的1.17U2略大些。
六相半波整流电路因晶闸管导电时间短,变压器利用率低,极少采用。
双反星形电路与六相半波电路的区别有无平衡电抗器。
平衡电抗器的作用:
使得两组三相半波整流电路同时导电。
对平衡电抗器作用的理解是掌握双反星形电路原理的关键。
带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1由于平衡电抗器的作用使得两组三相半波整流电路同时导电的原理分析:
原理分析:
平衡电抗器Lp承担了n1、n2间的电位差,它补偿了ub和ua的电动势差,使得ub和ua两相的晶闸管能同时导电。
时,ubua,VT6导通,此电流在流经LP时,LP上要感应一电动势up,其方向是要阻止电流增大。
可导出Lp两端电压、整流输出电压的数学表达式如下:
(2-97)(2-98)图2-37平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形图2-38平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1原理分析原理分析(续续):
虽然,但由于Lp的平衡作用,使得晶闸管VT6和VT1同时导通。
时间推迟至ub与ua的交点时,ub=ua,。
之后ubub,电流才从VT6换至VT2。
此时变成VT1、VT2同时导电。
每一组中的每一个晶闸管仍按三相半波的导电规律而各轮流导电。
图2-37平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形图2-38平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1由上述分析以可得:
平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端,其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均值,见式(2-98),波形如图2-37a中蓝色粗线所示。
(2-98)图2-37平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1谐波分析将图2-36中ud1和ud2的波形用傅氏级数展开,可得当=0时的ud1、ud2,即由式(2-97)和(2-98)可得可见,ud中的谐波分量比直流分量要小得多,且最低次谐波为六次谐波。
(2-99)(2-100)(2-101)(2-102)带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1=30、=60和和=90时时输输出出电电压压的的波波形形分分析析需要分析各种控制角时的输出波形时,可先求出两组三相半波电路的ud1和ud2波形,然后根据式(2-98)做出波形(ud1+ud2)/2。
双反星形电路的输出电压波形与三相半波电路比较,脉动程度减小了,脉动频率加大一倍,f=300Hz。
电感负载情况下,移相范围是90。
如果是电阻负载,移相范围为120。
图2-39当=30、60、90时,双反星形电路的输出电压波形带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1整流电压平均值与三相半波整流电路的相等,为:
Ud=1.17U2cos将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论:
(1)三相桥为两组三相半波串联,而双反星形为两组三相半波并联,且后者需用平衡电抗器。
(2)当U2相等时,双反星形的Ud是三相桥的1/2,而Id是单相桥的2倍。
(3)两种电路中,晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样,ud和id的波形形状一样。
带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路2.6.1多重化整流电路多重化整流电路整流装置功率进一步加大时,所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大,为减轻干扰,可采用多重化整流电路。
1.移相多重联结移相多重联结2个三相桥并联三相桥并联而成的12脉波整流电路脉波整流电路。
图2-40并联多重联结的12脉波整流电路2.6.2移移相相30构构成成的的串串联联2重重联联结结电电路路星形三角形图2-41移相30串联2重联结电路图2-42移相30串联2重联结电路电流波形整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30、大小相等的两组电压,接到相互串联的2组整流桥。
多重化整流电路多重化整流电路2.6.2iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下:
即输入电流谐波次数为12k1,其幅值与次数成反比而降低。
该电路的其他特性如下:
直流输出电压位移因数cosjj11=cos(单桥时相同)功率因数=nncosjj11=0.9886cos(2-103)(2-104)多重化整流电路多重化整流电路2.6.2利用变压器二次绕阻接法的不同,互相错开20,可将三组桥构成串联串联3重联结电路重联结电路:
整流变压器采用星形三角形组合无法移相20,需采用曲折接法。
整流电压ud在每个电源周期内脉动18次,故此电路为18脉脉波整流电路波整流电路。
交流侧输入电流谐波更少,为18k1次(k=1,2,3),ud的脉动也更小。
输入位移因数和功率因数分别为:
cosjj11=cos=0.9949cos多重化整流电路多重化整流电路2.6.2将整流变压器的二次绕组移相15,可构成串串联联4重联结电路重联结电路为为24脉波整流电路脉波整流电路其交流侧输入电流谐波次为24k1,k=1,2,3。
输入位移因数功率因数分别为:
cosjj11=cos=0.9971cos采用多重联结的方法并不能提高位移因数,但可使输入电流谐波大幅减小,从而也可以在一定程度上提高功率因数。
多重化整流电路多重化整流电路2.6.22.多重联结电路的顺序控制多重联结电路的顺序控制只对多重整流桥中一个桥的角进行控制,其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定。
或者不工作而使该桥输出直流电压为零。
或者=0而使该桥输出电压最大。
根据所需总直流输出电压从低到高的变化,按顺序依次对各桥进行控制,因而被称为顺序控制顺序控制。
并不能降低输入电流谐波。
但是各组桥中只有一组在进行相位控制,其余各组或不工作,或位移因数为1,因此总功率因数得以提高。
总功率因数得以提高。
我国电气机车的整流器大多为这种方式。
多重化整流电路多重化整流电路2.6.23重晶闸管整流桥顺序控制重晶闸管整流桥顺序控制当需要的输出电压低于三分之一最高电压时,只对第I组桥的角进行控制,连续触发VT23、VT24、VT33、VT34使其导通,这样第II、III组桥的输出电压就为零。
图2-43单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形从电流i的波形可以看出,虽然波形并为改善,但其基波分量比电压的滞后少,因而位移因数高,从而提高了总的功率因数。
多重化整流电路多重化整流电路2.6.21脉冲形成环节脉冲形成环节控制电压uco加在V4基极上。
V4、V5脉冲形成V7、V8脉冲放大图2-54同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路2.9.1uco对脉冲的控制作用及脉冲形成:
uco=0时,V4截止。
V5饱和导通。
V7、V8处于截止状态,无脉冲输出。
电容C3充电,充满后电容两端电压接近2E1(30V)。
电容C3放电和反向充电,使V5基极电位,直到ub5-E1(-15V),V5又重新导通。
使V7、V8截止,输出脉冲终止。
时,V4导通,A点电位由+E1(+15V)1.0V左右,V5基极电位约-2E1(-30V),V5立即截止。
V5集电极电压由-E1(-15V)到+2.1V,V7、V8导通,输出触发脉冲。
脉冲前沿由V4导通时刻确定,脉冲宽度与反向充电回路时间常数R11C3有关。
电路的触发脉冲由脉冲变压器TP二次侧输出,其一次绕组接在V8集电极电路中。
图2-54同步信号为锯齿波的触发电路输出同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路2.9.12.锯齿波的形成和脉冲移相环节锯齿波的形成和脉冲移相环节锯齿波电压形成的方案较多,如采用自举式电路、恒流源电路等;
本电路采用恒流源电路。
恒流源电路方案恒流源电路方案,由V1、V2、V3和C2等元件组成V1、VS、RP2和R3为一恒流源电路图2-54同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路2.9.1工作原理:
工作原理:
V2导通时,因R4很小故C2迅速放电,ub3电位迅速降到零伏附近。
V2周期性地通断,ub3便形成一锯齿波,同样ue3也是一个锯齿波。
图2-54同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路2.9.1V2截止时,恒流源电流I1c对电容C2充电,调节RP2,即改变C2的恒定充电电流I1c,可见RP2是用来调节锯齿波斜率的。
射极跟随器V3的作用是减小控制回路电流对锯齿波电压ub3的影响。
图2-55同步信号为锯齿波的触发电路的工作波形工作原理(续):
工作原理(续):
同步信号为锯齿波的触发电路同步信号为锯齿波的触发电路2.9.1加up的目的是为了确定控制电压uco=0时脉冲的初始相位。
M点是V4由截止到导通的转折点,也就是脉冲的前沿。
当uco为正值时,b4点的波形由uh+up+uco确定。
如果uco=0,up为负值时,b4点的波形由uh+up确定。
V4基极电位由锯齿波电压、控制电压uco、直流偏移电压up三者作用的叠加所定。
图2-54同步信号为锯齿波的触发电路三相全控桥时的情况三相全控桥时的情况:
接感性负载电流连续时,脉冲初始相位应定在=90;
如果是可逆系统,
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