新型分裂绕组双凸极变速永磁电动机的分析与控制翻译Word下载.docx
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样机实验结果不仅验证了理论分析的正确性,而且表明该新型电机驱动系统具有优良的稳态和动态性能,在很宽的功率范围内具有高效率,分裂绕组能有效拓展电机运行范围。
关键词:
双凸极永磁电机,变速驱动,控制策略,分裂绕组,有限元,
漏磁,电感
如何将直流电机优异的调速性能与交流电动机结构简单、运行可靠、基本不需维护的优点结合起来,研发出一种新型无刷电机驱动系统,是电机及驱动领域一项长期的奋斗目标。
随着电力电子技术、微电子技术和计算机技术的进步,以及新型永磁(PM)材料的出现,新型永磁无刷直流电机正在的到迅速发展。
与此同时,在过去十多年中受到国际广泛重视的另一种无刷电机,便是开关磁阻(SR)电机。
开关磁阻电机的定转子均呈凸极形势,转子上无绕组,无永磁体,结构简单可靠。
特别是,该电机的转矩仅与绕组电流大小及绕组电感随转子位置的变化率有关,与电流方向无关,因此可采用单向电流供电,简化功率变换器结构,提高系统工作可靠性。
但是,随着研究的深入,开关磁阻电机的一些固有缺陷也显现出来。
首先,开关磁阻电机只有在绕组电感随转子位置角增大时给绕组通电才能产生正转矩,因而,一个极矩内可用来产生转矩的两个区域只有一个得到利用,运行效率和材料利用率相对较低;
其次,开关磁阻电机本质上是一种单边励磁电机,绕组电流中不仅包含有转矩分量,还有励磁分量,这样不仅增大了绕组和功率变换器的伏安容量,还会产生额外的附加损耗;
再则,绕组电感较大,为避免绕组电流关断后延续到负转矩区,必须将绕组提前关断,因而削弱了电机出力,等等。
为此,人们努力将开关磁阻电机的简单结构与高性能永磁材料相结合,产生了所谓的双凸极永磁(DSPM)电机。
图1(a)所示为一8/6极双凸极永磁电机截面图,基本结构与开关磁阻电机相同,为双凸极,转子无绕组、无永磁,定子齿上装有集中式绕组,但在双凸极永磁电机定子轭部放了两块永磁体。
实际上,双凸极永磁电机的工作原理与开关磁阻电机明显不同,图1(b)给出了一相绕组磁通Φpm和电流is随转子位置θ变化的理想波形,当传子齿进入定子齿区域时,磁通随之增加,此时若绕组中通入正电流,则产生正转矩;
当转子齿由与定子齿重叠位置离开定子齿时,磁通随之减小,此时若绕组中通入负电流,仍产生正转矩,因而,两个可以用来产生转矩的区间均得到利用。
此外,由于定子铁心中嵌入了磁导率很低的永磁体(与空气相近),绕组电感大为减小,使绕组电流快速换向成为可能。
这样,双凸极永磁电机正好弥补了开关磁阻电机的不足,具有功率密度高,效率高,结构简单,控制灵活等一系列优点,它的出现,受到了国内外学者的广泛关注。
图18/6极电机截面图(a)及磁链和电流理论波形(b)
文献[8]提出并分析了8/6极结构的双凸极永磁电机,揭示了8/6极结构相对于6/4极结构具有功率密度高、速度范围宽、转矩脉动小等优点。
但与多数永磁无刷电机相似(包括6/4极双凸极永磁电机),由于永磁磁场不可能像电励磁电机中的磁场那样便于调节,其恒功率运行范围十分有限,需要采取适当措施加以拓展,为此,提出了采用分裂绕组扩展电机恒功率运行区的新方法。
本文在已有工作基础上,从理论和实验两方面对新型四相8/6极分裂绕组双凸极永磁电机进行了系统深入的分析研究。
理论方面,建立了该电机的稳态和动态数学模型,导出了输出方程;
用非线性2维有限元法对电机磁场分布,以及磁链、电感等静态特性进行了分析,并考虑了因永磁体置于定子而特有的外漏磁问题;
提出了控制策略,并在以单片机为核心的控制器上予以实施;
在电机绕组与功率变换器连接上,针对8/6极电机的特点,提出了无中线连接方案,避开了带分裂电容半桥功率变换器中常有的两个电容电压不平衡问题。
样机实验结果不仅验证了理论分析的正确性,而且表明,该电机驱动系统具有良好的稳态和动态性能,通过分裂绕组将每相绕组匝数减少一半,可是电机的速度范围扩展1倍。
理论分析
稳态数学模型
设加于双凸极永磁电机绕组上的相电压为U,绕组电流为方波,幅值等于Im,如图1(b)所示,其中θ1~θ4由电机结构参数确定,则电机的输入功率为
式中,T=θcr/ωr,ΔT=θw/ωr,θcr=2/Pr为以弧度表示的转子极距,ωr为电机转子角速度,t1~t4为与θ1~θ4相对应的时间,θw=θ2-θ1=θ4-θ3,m为电机相数。
由此,
(1)式也可以表示为
用η表示电机效率,则电机输出功率为
将θcr代入上式,则得
式中,ke=U/E,E则是由永磁磁链在一相绕组中感应产生的反电势,它可以表示为
式中,w为每相绕组串联匝数。
ΔΦ可以表示为
式中,s=Di/Ps,为定子极距,为定子极弧系数,Ps为定子极数,为气隙磁密。
Di为定子内径,le为有效轴向长度。
将(6)式代入(5)式,则可得反电势表示式为
另一方面,电流Im可表示为
式中,As为线负荷,Irms为相电流有效值,ki=Im/Irms。
将(7)和(8)式代入(4)式,并考虑到在通常情况下≈0.5,可得双凸极永磁电机的输出功率为
式中,ns为双凸极永磁电机的额定转速。
(9)式是双凸极永磁电机稳态性能分析和设计计算的基础,它反映了电机输出功率与主要设计参数之间的关系。
例如,从(9)式可以得出电机的尺寸方程为
根据电机主要技术指标,由(10)式不难确定电机的主要尺寸。
动态数学模型
对四相8/6极双凸极永磁电机,其矩阵形式的电压方程为
式中,
合成磁链相量,可表示为
,为空载永磁磁链相量。
假设电感和永磁磁链m仅是转子位置角的函数,与电流无关,则有
将(13)式代入(11)式并经适当简化,可得双凸极永磁电机的状态方程如下:
根据机电能量转换原理,电机转矩为
式中,W’为磁共能,Tr代表由于电感变化而产生的磁阻转矩,Tpm则是由绕组电流与永磁磁链之间相互作用所产生的永磁转矩。
用数值方法求解(14)式状态方程,便可求得双凸极永磁电机的各相电流,并进而由(15)式计算出电机的转矩及其各个分量。
在电机分析计算中,除使用数字仿真技术之外,求出绕组电流的解析解,对于更好的理解电机内部的电磁物理过程和主要物理量的变化规律,定性分析电机的主要性能,是十分有益的。
为此,考虑一相绕组导通的情况,其电流方程为
式中,r为相绕组电阻,L为相绕组电感。
在理想情况下,电感L和永磁磁链均呈现分段直线,因此,各段dL/dΦ和d/dΦ为常数值,如电感L取其平均值,则(16)式的近似解为
电流稳态值为
根据双凸极永磁电机基本工作原理,在永磁磁链增加区间,对应相绕组中应通入正电流,在永磁磁链下降区间,对应相绕组中应通入负电流,为此,下式必然成立
上式说明,当电源电压一定时,双凸极永磁电机存在着一极限角速度ωmax,可表示为
将(6)式关系代入(20)式,并经适当简化,可得
式中,k为与电机结构参数有关的常数。
由上式可知,当电机结构参数和外电压一定时,其最大转速与绕组匝数和气隙磁密成反比。
这里气隙密度主要决定于永磁体,其数值不易改变,而改变每相绕组匝数则可有效扩展电机转速范围,双凸极永磁电机采用集中绕组,为改变每相绕组匝数提供了方便。
图2(a)为一分列绕组连接示意图,低速时,开关K1闭合,K2断开,绕组全部参与工作,以保证对输出转矩的要求;
高速时,K1断开,K2闭合,则每相绕组的有效匝数减少至50%,可使电机转速范围得以扩展。
分裂绕组抽头位置可根据实际需要确定,也可采用多抽头,作为示例,图2(a)为50%的单抽头。
图2分裂绕组连接示意图(a)和有限元求解区域(b)
磁场及静态特性分析
磁场分析
用2维有限元法对双凸极永磁电机磁场及静态特性进行了分析。
由于电机结构的对称性,可取电机截面的一半作为求解区域。
在传统永磁电机中,永磁体通常位于转子,外漏磁(泄漏到定子外围空间的磁通)很小,可以忽略不计,因此,一般取定子铁心的外边界为零磁位面。
但双凸极永磁电机中的永磁体置于定子,其外漏磁相对较大。
为计及外漏磁,将电动机求解区域扩展到定子铁心以外的空间,为方便起见,取半径为R0的半圆为零磁位面,扩展后的求解区域如图2(b)所示。
在该区域内,电机磁场量应满足下列方程:
式中,Az和Jz分别为失量磁位A和电流密度J的z轴分量,Jpm为永磁体等效面电流密度,v为磁阻率。
对应的边界条件为
对不同转子位置、不同负载情况下的磁场进行了分析计算,图3给出B相转子位置角为20度时的空载永磁磁场和电枢反映磁场的分布情况。
由图3(a)可见,永磁体产生的磁通,绝大部分经气隙和转子而闭合,在定、转子齿重叠区,磁密很高,在齿尖部存在着明显的局部饱和。
此外,还有一小部分磁通经定子的外围空间而闭合,形成双凸极永磁电机特有的外漏磁。
理论上,只有当R0为无穷大时才能计入全部外漏磁,但R0过大将使计算量明显增加,因此需选取一个合理的R0值。
表1给出R0取不同值时对电机有效磁通的影响,R0=95与110mm之间的电机有效磁通误差为0.76%,而R0=110与120mm之间的有效磁通误差仅为0.18%,因此可认为,对电机算例而言,取R0=110mm是比较合理的。
此外,比较表1中无扩展(即取电机的既有区域为求解域)和R0=110mm时的有效磁通可知,如忽略外漏磁影响,将使有效磁通计算值增大2.4%,因此,在双凸极永磁电机的分析计算中,计及外漏磁是必图3磁场分布(a)永磁场(b)电枢反应磁场要的。
图3(b)表明,电枢反应磁通中大部分经由相邻齿闭合,只有少部分经过永磁体闭合,电枢反应磁场对永磁场的影响较小,因此,与传统的永磁电机相比,双凸极永磁电机具有较强的抗电枢反应磁场去磁能力。
表1R0对有效磁通的影响
静态特性
由有限元法计算结果,可以得到电机磁链和电感随转子位置角变化的关系。
图4为转子斜槽(=22度)和不斜槽(=0度)时的空载永磁磁链特性,由此可得电机每相电势为
图5(a)为样机在额定转速1500r/min时空载感应电势的计算和实测波形,两者吻合。
图4转子斜槽和不斜槽时的永磁磁链
图5空载电势的理论和实测波形(a)理论波形(b)实测波形
计算电感时,考虑了永磁磁场与电枢反应磁场之间的耦合作用。
由于磁路饱和影响,电感的计算需分两步进行:
首先求得永磁体单独作用时的磁链,然后计算当永磁磁场和电枢反应磁场共同作用时产生的合成磁链,则有
式中,is为所加的每相绕组电流。
由此可得每相绕组电感为
图6给出了当绕组电流为2A时的电感特性曲线,其中“PM+2A”和“PM-2A”分别表示电枢反应磁场对永磁磁场起增磁和去磁作用。
由图可知,双凸极永磁电机的绕组电感不仅是转子位置的函数,而且与电枢反应磁场与永磁磁场之间的相互作用关系有关。
当电枢磁场对永磁磁场起去磁作用时,磁路饱和程度降低,故“PM-2A”时的电感较大,而当电枢反应
磁场对永磁磁场为增磁作用时,磁路饱
图6绕组电感和程度增大,故“PM+2A”所对应的绕
组电感较小。
表2列出了当电流为1A时几个特定转子位置下电感计算值与测量值的比较
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