L6599中文资料及产品方案Word下载.docx
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更高水平的OCP在第一保护电平不足时可锁住IC以控制初级电流。
它结合了完整的应对过载及短路的保护,此外锁住禁止输入(DIS)可以很容易地改善OTP及OVP。
与PFC的接口处提供了PFC预调整器在故障时的使能端子,这些故障包括OCP,在猝发模式时令DIS为高电平。
L6599的内部方框电路如图1所示。
图1L6599HB-LLC控制IC的内部等效电路
L6599的16PIN功能如下:
1PINCSS软起动。
此端接一外部电容到GND,接一电阻到RF端(4PIN),它设置了最高振荡频率及频率移动到恒定的时间,IC加一个内部开关可以在芯片每次关闭时将此电容放电(Vcc<
UVLO,LINE<
1.25等),以确保下次正常软起动。
此时,ISEN端上的电压超过0.8V,然后长期保留在0.75V以上。
8PINDELAY过流的延迟关断。
从此端接一电容及电阻到GND,设置IC关断前的过流最大时间以及IC重起动之后的延迟,每个时段ISEN端电压超过0.8V时,电容就由内部150ua电流源发生器来缓慢放电。
如果此端电压达到2V,软起动电容就完成放电,开关频率被推到最大值。
150uA电流源总保持开启,在此端电压超过3.5V时,IC即停止开关。
内部电流源也关断,此端电压衰减由外部电阻放电完成。
IC在其电压降至0.3V以下时重新软起动。
用此方法在短路条件下,变换器用非常低的平均输入功率间歇式工作。
3PINCF定时电容。
从此端接一电容到GND,用于内部电流发生器的充电及放电,用接到4PIN(RFmin)的外部网络调节此内部电流发生器,从而决定变换器的开关频率。
4PINRFmin最低振荡频率设置。
此端提供预置的2V基准,用一支电阻从此端接到GND,以决定设置最低频率的电流。
用调频的闭环反馈调节变换器输出电压。
光耦的光电三极管通过一支电阻接到此端,电阻值将设置最高工作频率。
一个R-C串连从此端接到GND,以设置从起动到稳定工作的频率移动范围,并防止过冲。
5PINSTBY猝发模式工作阈值。
此端检测反馈控制环的电压,并与内部1.25V基准比较,如果此端电压低于基准,IC即进入空载的状态。
其静态电流即减下来,芯片在此端电压超过基准50mV后重新开起,软起动没有实行。
这个功能在负载降到几乎空载时完成猝发模式工作。
此负载水平可用接在光耦到RFmin端的电阻来调节.此端到RFmin在不使用猝发模式工作时可短接。
6PINISEN电流检测输入。
此端检测初级电流,可用一电阻或一电容分压器做无损检测,此输入无内部逐个周期式控制。
因此电压信号必须滤波以得到平均电流信息。
在其电压超过0.8V阈值时,软起动电容接到1PIN,内部放电,频率增加以限制功率通过量。
在输出短路时,其通常接近初级的恒定峰值电流,这个条件允许由2PIN设置,令电流保持在建起值而不管频率的增加。
第二个比较器在1.5V基准时锁住器件令其关断,使消耗降到起动前水平。
然后信息被锁住,必须到下一周期IC的电源电压使能,令其重新起动,闩锁被移去。
此时,Vcc端电压达到UVLO电压阈值以下。
若此功能不用,将此端连接到GND。
7PINLINE线路检测输入。
此端用一电阻分压器接到高压输入总线端(AC或DC)作布朗输出保护。
低于1.25V时关闭IC为低消耗,并放掉软起动电容的电荷。
在其电压超过1.25V时,IC重新使能做软起动,比较时提供一个电流滞后,内部15uA电流源发生器在其低于1.25V时工作,在其高于1.25V时关断。
此端要用一旁路电容到地,减少噪声干扰。
此端上的电压上限由内部齐纳限制,齐纳激活时,IC也关断。
正常使用时,此端电压为1.25V~6V。
8PINDIS锁住器件关断。
在内部此端接到一个比较器,在其上电压超过1.85V时,将IC关掉,并使功耗降到起动前的水平。
此信息被锁住后,必须重新给IC加电才能令其重新软起动,在Vcc电压降到UVLO阈值以下时,此闭锁才被移去,若不用要将此端接地。
9PINPFC_STOP漏极开路的PFC控制器级的ON/OFF控制,通常此端开路,用以停止PFC,用于保护或猝发模式工作。
在IC被DIS>
1.85V,ISEN>
1.5V,LINE>
6V及STBY<
1.25V关断时,此端为低电平。
在DELAY上的电压超过2V时又回到开路状态,此时电压降到0.3V,在UVLO期间它开路,如果不用它,此端悬空不接。
10PINGNDIC公共端。
低边栅驱动电流回程端及IC工作电流回流端,所有偏置元件回GND端要各自独立,为星状接法。
11PINLVG低边栅驱动输出端。
驱动能力为源出0.8A漏入0.3A。
驱动半桥电路低边的MOSFET,在UVLO时此端为低电平。
12PINVccIC供电端。
也是低边栅驱动电压,要0.1uF电容旁路到GND。
也可用一独立偏置电压供IC的信号部分。
13PINNC高压隔离端。
此端内部不接电路,隔离开高压及低压部分。
14PINOUT半桥的高边驱动输出的地端,高边栅驱动电流的回流端子,PCB布局时小心,防止因接线太长出现尖刺电压。
15PINHVG高边浮动的栅驱动输出端,可源出0.8A,漏入0.3A。
驱动半桥电路高边的MOSFET,用一电阻在内部接到14PIN,以确保在UVLO时此端不处于浮动状态。
16PINVBOOT高边栅驱动的浮动电源电压。
升压电容接于此端到14PIN之间,由内部同步升压二极管给其电平移动,并送来驱动信号。
此专利的结构取代了通常外部加上的高压二极管。
L6599的应用注意
L6599是一个先进的双端输出专用于谐振半桥拓朴的控制器,在此变换器中,半桥的高边,低边两开关交替地导通和关断(相位差180°
),也即工作在各50%占空比,虽然实际占空比即导通时间与开关周期之比略小于50%,其内部有一固定的死区时间TD,将其插在一个MOSFET的关断与另一MOSFET的导通之间。
在此死区时间内,两只MOSFET都关断。
这个死区时间可确保变换器正确工作,要确保实现软开关以及高频工作下的低EMI。
为了保证变换器的输出电压调整率,器件要能工作在不同的模式下,各种工作模式取决于负载条件。
见图2。
图2L6599的多个工作模式
1,在重载,中载及轻载时,张弛振荡器产生一个对称的三角波,此时MOSFET的开关锁住,波形的频率与一电流相关,它去调制反馈电路,结果由半桥驱动的槽路接受由反馈环命令的频率并保持输出稳定,于是它的工作频率取决于传输特性。
2,在猝发模式下,此时为空载或极轻负载,当负载降到此值以下时,变换器进入间歇式工作,一些开关周期是在近似固定频率下工作,且由一些无效的周期间隔开,两个MOSFET都处在关闭状态,随着负载进一步减小,会进入更长的无效周期,以减小平均开关频率。
当变换器完全空载时,平均开关频率会降到几百赫兹,于是最小的磁化电流损耗随频率减下来,容易完成节能要求。
振荡器
振荡器在外部用一个电容CF调节,从3PIN接到GND,用接到4PIN的网络交替地充放电来定出,此端提供2V基准,有源出2mA电流能力,当源出更大电流时,会有更高频率,其方框电路见图3。
图3L6599的振荡器内外电路
在RFmin端的网络通常包含三个内容:
1,一个电阻RFmin接到此端与GND之间,它决定最低工作频率。
2,电阻RFmax,接于此端和光耦集电极之间(其发射极接GND),光耦从二次侧传输反馈信息,光电三极管将调制通过分支的电流,从而调制振荡器的频率,执行输出电压的调制,RFmax的值决定了半桥最高工作频率,此时光电三极管处在饱合状态。
3,一个R-C串联电路(Css+Rss)接于此端到GND,用来设置起动时的频率移动,注意在待机工作状态时,其贡献为0。
下面是最低及最高工作频率之间的数学关系表达式。
在CF定在几百pf或几nf区间后,RFmin和RFmax的值将按所选振荡器频率来决定,从最低频到最高频,在此频率范围内要能稳压。
不同的选择准则是在猝发模式工作时对RFmaz将有不同的值。
在图4中,给出振荡波形与栅驱动信号之间的关系。
在半轿的开关结点处示出。
注意,低边驱动开启时,振荡器三角波上斜,而高边驱动开启时或IC在猝发模式下开关时,低边MOSFET先导通给升压电容充电,结果,升压电容总是在充电后才令高边MOSFET工作。
工作在空载或非常轻的负载下。
图4振荡器波形与栅驱动信号的关系
当谐振半桥在轻载或空载时,它的开关频率将达到最大值,为保持输出电压在此条件下仍受控,并防止丢失软开关,必须让有效的剩余电流流过变压器的励磁电感,当然,此电流产生一些附加损耗,这防碍实现变换器在轻载下的低损耗。
为克服此问题,L6599的设计使变换器间歇工作(猝发式工作),用插入几个开关周期中给出空闲的输出,令两功率MOSFET关断,这样平均开关频率就减下来了。
结果,实际磁化电流的平均值及相关损耗也减下来了,使变换器成为节省能源的推荐品。
器件用5PIN可使其工作在猝发模式下,如果加到此端的电压降到1.25V以下,IC将进入空闲状态,此时两个栅驱动输出都为低电平,振荡器停止工作,软起动电容Css保持在充电状态,仅有RFmin端的2V基准留住以使IC有最低的消耗。
Vcc电容也放了电,IC将在此端电压超过1.25V的50mV以上时恢复工作。
执行猝发模式工作,加到STBY端的电压需要与反馈环路相关,图5示出最简单的关系适于窄输入电压范围工作。
图5窄输入电压时的猝发工作模式图6宽输入电压时的猝发工作模式
实际上,RFmax由开关频率fmax定出,超出后L6599进入猝发模式工作,一旦fmax固定,RFmax即可求出:
注意:
除非fmax在前面考虑,此处fmax是结合某些负载POUTB,在最小值时的状态,POUTB由变压器峰值磁化电流足够低,不能产生音频噪声为决定。
谐振变换器的开关频率,还取决于输入电压。
因此对图5有较大输入电压范围的电路,POUTB的值将变化,要予以考虑。
在此情况,推荐如图6的安排。
变换器的输入电压到STBY端,由于开关频率与输入电压的非线性关系,要更实际地找出校正RA/(RA+RB)的合适数值,这需要少量改变POUTB的值,小心地选择RA+RB总值必须大于Rc,以减小对LINE端电压的影响。
无论如何,用此电路时,它的工作可如下描述。
由于负载降到POUTB值以下,频率会试图超过调整值fmax,STBY端上的电压也将低于1.25V,IC然后停止两功率开关的驱动,于是半桥的两功率MOSFET处在关断状态,VSTBY电压会随反馈结果而增加,能量传输停止。
在其电压升到1.30V时,IC重新开始开关。
此后,VSTBY将再变低,重复能量猝发,使IC停止工作。
以这种方法变换器即工作在猝发模式,且接近一个恒定低频,随负载的进一步减小,会使频
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