宽带直流放大器设计方案1 2Word文档下载推荐.docx

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级。

该运放增益宽带乘积为200M赫兹，能很好的满足题目要求。

方案二：

采用普通运放。

普通运放虽然价格稍低，但是带宽和精度都十分有限，理论上虽然能用反馈的

方式扩宽通频带，但是题目要求的10M赫兹频带太宽，故普通低价的运放很难达到

实验要求。

比较上述两种方案，方案一能更好的完善题要求的指标，方案二虽然成本较低，

但是不容易达到题目要求，且前级配置的高低对后级电路影响很大。

故选择方案一。

2.中间增益放大级方案论证

方案一：

采用三极管构成多级放大电路

若用分立元件构成60dB放大器，则须采用三极管构成的多级放大器。

此方案

有选材方便和成本较低的优点，但是选择性能合适的三级管比较费时间，选择合适

的三极管配对组合更是不容易，并且题目给出的指标较高，三级管构成的多级放大

器容易引起更多的干扰，影响放大质量。

此外，晶体管构成的多级放大电路不易实

现大范围的增益连续可调，这是相比于集成运算放大器的又一大缺点。

所以，我们

对下一种方案进行论证。

使用集成运放OPA620构成2级放大

单个OPA620的增益可调范围为-20bB—+20dB，采用两级相连，则可以实

现-40dB-+40dB的可调范围。

从厂商的数据手册可以看出，OPA620外围电路简单，

容易操控，通频带内增益起伏小于0.05dB，且放大效果较好。

但是若要求实现提高

部分0-60dB全范围的连续可调，两级OPA620放大则不能达到题目要求。

方案三：

使用低噪声增益可控放大器AD603

使用两级AD603构成的增益可调放大电路。

AD603是主要用于RF和IFAGC系统的低噪声可调增益放大器，它具有引脚可

编程增益功能，可以使用一个外部电阻设置增益范围内的任何增益子范围，控制接

口可以输入差分电压，也可以输入单端的正控制或负控制电压，使用十分方便。

单

级AD603便可以实现0-40dB的电压放大，且该增益范围内有30MHz的频带宽，性

能优异，如果采用两级连放，理论上可以实现0-80dB的增益可调范围，能满足题目

要求。

其次，AD603构成的增益可控放大电路有很大的提升空间，可以通过电位器

获取基准电压进行手动控制，通过模拟开关连接电阻器实现增益程控，通过单片机

配合DAC模块实现不同精度的增益数控。

所以比较上述两种方案，AD603与OPA620相比，容易实现增益数控，AD603

有更高的性价比，我们最终选择方案三。

3.增益控制电路

方案一:

单片机和数模转换芯片实现增益可调

使用89C51单片机，选择稳定的基准电压，配合DAC0832输出电压信号控制

AD603，从而实现增益数控。

DAC0832是采样频率为8位的D/A转换芯片，集成电路内有两级输入寄存器，

D/A转换结果采用电流形式输出，理论精度为1/256，能满足增益步进5dB的要求。

该芯片价格便宜，使用方便，算是较常用的8位DAC芯片。

该芯片为电流输出型，

若采用该芯片实现AD603的增益可控，则须在输出端加上运算放大器LM324，实现

电流到电压的转换，从而稳定实现增益可调。

单片机、模拟开关和电阻网络实现增益可调

使用89C51单片机，配合模拟开关控制不少于12个串联的电阻，通过取得电阻

上的稳定电压控制AD603，从而实现步进为5dB的增益数控。

模拟开关控制电阻网

络与DAC模块工作原理相似，但是精度就远远不如8位DAC，并且使用模拟开关

和电阻网络扩大了控制电路，电路集成度降低，引入更多的干扰因素。

再者，从成

本上看来，该方案也是不经济的。

滑动变阻器实现增益手动可调

通过电位器获取与基准电压成一定比例的控制电压输入AD603控制端，实现手

动增益可调。

该方案很容易实现增益连续可调，相比以上两种方案成本是最低的，理论控制

精度最高，精度仅有电阻器可调精度决定，但是此方案仅适用于固定范围内的手动

调节，在操作上有一定的局限性，偏离当今电子类产品智能化、高效化发展的主题。

通过上述方案比较，我们选择方案一，单片机89C51和DAC0832实现增益连

续可调，并可充分利用单片机拓展显示和预置功能。

4.后级功率放大电路

采用分立元件搭建

若采用分立元件，使用大功率、高速三极管推挽输出可以提高放大器的输出功，

驱动能力较强，但这种电路温度漂移严重，低频及直流时会严重影响输出效果。

并

且元器件较多，布线与调试繁琐、抗干扰能力较差。

利用集成功率放大实现

若采用集成电路芯片，则电路简单、调节方便、性能稳定。

但集成功放一般用

于音频放大，难以实现题目要求的带宽。

采用集成运放配合分立元件搭建的后级功率放大

前级由运放对信号进行放大,后级由分立元件搭成功率放大电路对信号进行功

率放大。

本模块选用THS3091配合高频功率对管2N2905A和2N2219A晶体三极管构

成准互补对称的功放电路。

相比直接由两片集成运放并联级构成的功放电路具有更

高的输出功率和更强的带负载能力。

方案四：

由高输出电流及电压型运放并联构成功率型放大器

本方案直接使用三个THS3091并联组成后级功放电路。

THS3091为高电压低失真

高电流输出运放，三个THS3091并联构成的末级功率放大电路，比方案三中THS3091

配合高频功率管构成的功放更加稳定，电路简单可靠，调试方便，这样大大节约了

设计时间，提高了效率，且容易达到设计的要求指标。

综上所述，我们选择方案四。

5.直流电源部分

线性稳压电源

线性稳压电源具有低成本，使用方便，稳压性能较好，输出纹波小等优点，由

于线性集成稳压电路输出电流不大，所以仅适用于小功率应用场合。

使用W317、

LM7805、LM7905分别设计±

18V和±

5V的直流稳压电源。

性集成稳压器W317具有

较高性能指标，电压调整率可达0.02%，电流调整率可达0.1%以上，纹波抑制比为

66dB。

开关型稳压电源

开关型稳压电源的优点是工作效率高，特别适合于大功率输出电路。

而电源电

路中开关晶体管带来额外的噪声，消除噪声干扰必须附加较多的电感、电容等元器

件，因而成本相对较高。

为了合理满足整个放大系统的供电需求，我们选择方案一。

二、理论分析与参数计算

1.带宽增益积

带宽增益积（GBP）是用来衡量放大器性能的一个参数。

这个参数表示增益和带

宽的乘积，且对于电压反馈型运放这一乘积是一常数。

题目要求放大器电压增益Av大于等于60dB，即Gain1000V/V.通频带0—10MHz。

所以本放大器的带宽增益积为

GBP=1000*10M=10G

单个放大器很难达到10G的带宽增益积，因此要考虑多级放大器级联。

并根据

各放大器的增益带宽积合理地配置其增益和带宽。

根据所用放大器元件，我们将系

统主要指标分配为：

（1）前级缓冲级：

增益为6dB，带宽大于30MHz;

（2）中间放大级：

增益为40dB,带宽为30MHz;

（3）末级放大级：

增益为18dB,带宽大于11.6MHz。

系统实现总增益多于60dB的放大，带宽大于10MHz。

2.通频带内增益起伏控制

由于各运放器件及滤波器的幅频特性不平坦等诸多因素，系统通频带内增益会

起伏。

题目要求在0—9MHz的通频带内，增益起伏小于1dB。

因各级增益是对数相

加的关系，可分别对各级进行增益起伏控制。

选择增益平坦度较小的运放，使用OPA620，其增益平坦度为

0.05dB

（2）中间级联放大级：

中间放大级增益最大，增益起伏主要来自于这一级。

使用两片AD603级联增益平坦度为0.2dB

65MHz带宽增益平坦度为0.1dB

（4）滤波器：

增益平坦度为0.1dB

总增益平坦度为0.45dB<

1dB

（5）另外，直流供电的稳定性也会对各级放大产生影响。

需要对直流电源输

入作电容电感的π型滤波，有效滤除低频波纹和高频分量。

3.线性相位

线性相位就是从系统的频率响应来看，要求其相频特性是一条经过原点的直

线，即ϕ（ω）=-ωt0,此时，信号传输不会产生相位失真。

对于传输系统相频特性另一

种描述方法是群延时τ，定义t=

-dϕ（ω）/

δω

。

本系统各放大模块采用的放大器，

从各芯片数据手册的相频特性曲线看，不是线性相位的。

椭圆滤波器通过滤波器软

件仿真，从相频特性曲线（图3-2）看也不是线性的。

线性相位可以通过一个全通

型相位补偿网络与滤波器级联来实现，不会降低滤波器的幅频特性，可将整个系统

的群延时波动减小。

4.抑制直流零点漂移

零点漂移是直流放大器直流工作点的渐进的慢变化。

产生零点漂移的因数很多，

电路中任何元器件参数的变化，供电电源的波动，都会造成输出电压的漂移。

但主

要因数还是温度的影响。

零漂是一种不规则的缓慢变化，增益越大，放大级数越多，

在输出端出现的零漂现象越严重，因此主要考虑放大电路第一级零漂的抑制。

所以

要选择宽带的低噪声，低失真的高精度运放做为前级缓冲器，并作相应的补偿电路。

5.放大器稳定性

在放大器电路中为了提高运算精度，在电路中加入了负反馈回路，且负反馈越

深，闭环特性越好。

但在级联运放放大电路中，工作频率较高时，它所产生的附加

相移可能会使负反馈回路的开环增益下降到1而达到180°

，使原来处于负反馈的

回路的放大器转变为不可控的正反馈状态，产生自激振荡，破坏放大器的正常工作。

放大器不自激的条件是：

当Ad（jω）F（jω）>

1时∆ψ（jω）<

π或∆ψ（jω）=±

（2n+1）π时Ad（jω）F（jω）<

1

本设计的前置放大电路采取单级运放负反馈，保证了放大器在反馈条件下稳定运

行。

末级功放运用相位补偿技术，加入补偿电容调整末级功放的开环特性。

三、电路设计

1．输入缓冲级

前置缓冲级采用宽带高精度运放OPA620，它具有很低的输入噪声电流和电压，

分别为2.3pA/Hz½

和2.3nV/Hz½

其增益带宽积为200MHz，作前置缓冲级不