永磁同步电机PMSM毕业答辩攻略Word下载.docx

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VS1～VS3的3个阴极连接在一起，称为共阴极组晶闸管；

VS4～VS6的3个阳极连接在一起，称为共阳极组晶闸管，VS1～VS6的G极与触发电路连接，接受触发电路送到的触发脉冲的控制。

下面来分析电路在三相交流电一个周期（t1～t7）内的工作过程。

在t1～t2期间，U相始终为正电压（左负右正），V相始终为负电压（左正右负），W相在前半段为正电压，后半段为负电压。

在t1时刻．触发脉冲送到VS1、VS5的G极，VS1、VS5导通，有电流流过负载RL，电流的途径是：

U相绕组右端（电压极性为正）→a点→VS1→RL→VS5→b点→V相绕组右端（电压极性为负）。

因VS1、VS5的导通，a、b两点电压分别加到RL两端，RL上电压的大小为Uac。

在t2～t3期间，U相始终为正电压（左负右正），W相始终为负电压（左正右负），V相在前半段为负电压，后半段为正电压。

在t2时刻，触发脉冲送到VSl、VS6的G极，VSl、VS6导通，有电流流过负载RL，电流的途径是：

U相绕组右端（电压极性为正）n点→VS1→RL→VS6→c点→W相绕组右端（电压极性为负），因VS1、VS6的导通，a、c两点电压分别加到RL两端，RL上电压的大小为Uac。

在t3～t4期间,V相始终为正电压（左负心正），W相始终为负电压（左正右负），U相在前半段为正电压，后半段变为负电压。

在t3时刻，触发脉冲送到VS2、VS6的G极，VS2、VS6导通，有电流流过负载RL，电流的途径是；

V相绕组右端（电压极性为正）→b点→VS2→RL→VS6→c点→W相绕组右端（电压极性为负），因VS2、VS6的导通，b、c两点电压分别加到RL两端，RL上电压的大小为Ubc。

在t4～t5期间，V相始终为正电压（左负有正），U相始终为负电压（左正右负），W相在前半段为负电压，后半段变为正电压。

在t4时刻，触发脉冲送到VS2、VS4的G极，VS2、VS4导通，有电流流过负载RL．电流的途径是：

V相绕组右端（电压极性为正）→b点→VS2→RL→VS4→a点→U相绕组右端（电压极性为负），因VS2、VS4的导通，b、a两点电压分别加到RL两端，RL上电压的大小为Uba。

在t5～t6期间．W相始终为正电压（左负右正），U相始终为负电压（左正右负），V相在前半段为正电压，后半段变为负电压。

在t5时刻，触发脉冲送到VS3、VS4的G极，VS3、VS4导通，有电流流过负载RL，电流的途径是：

W相绕组右端（电压极性为正）→c点→VS3→RL→VS4→a点→U相绕组右端（电压极性为负），因VS3、VS4的导通，c、a两点电压分别加到RL两端，RL上电压的大小为Uca。

在t6～t7期间，W相始终为正电压（左负右正），V相始终为负电压（左正右负），U相往前半段为负电压，后半段变为正电压。

在t6时刻，触发脉冲送到VS3、VS5的G极．VS3、VS5导通，有电流流过负载RL，电流的造径是：

W相绕组右端（电压特性为正）→c点→VS3→RL→VS5→b点→V相绕组右端（电压极性为负），因VS3、VS5的导通，c、b两点电压分别加到RL两端，RL上电压的大小为Ucb。

在t7时刻以后，电路会重复t1～t7期间的过程，在负载RL上可以得到图2.8所示的脉动直流电压UL。

在上面的电路分析中，将交流电压一个周期（t1～t7）分成6等价，每等价所占的相位角为60°

，在任意一个60°

相位角内，始终有两个晶间管处于导通状态（—个共阴极组晶闸管，一个共阳极组晶间管），并且任意一个晶间管的导通角都是120°

。

另外，触发脉冲不是同时加到6个晶闸管的G极，而是在触发时刻将触发脉冲同时送到需触发的2个晶闸管G极。

2.3三相SPWM波的产生

变频器采用的逆变电路主要有方波逆变电路和SPWM波逆变电路。

由于方波逆变器产生的是方波信号，其所含的谐波成分较多，会使电动机发热且转矩脉动大，在低速时影响转速平稳。

解决这个问题的方法有：

一是采用多个方波逆变器组成多重方波逆变器，已接近正弦波的信号去驱动电动机；

二是采用SPWM逆变器，产生与正弦波等效的SPWM波去驱动电动机。

SPWM逆变器主电路的详细工作过程如下：

单极性SPWM波和双极性SPWM波用来驱动单相电动机，三相SPWM波则用来驱动三相电动机。

图2.6是三相桥式PWM逆变电路，它可以产生三相SPWM波，图中电容C1、C2容量相等，它将电压分成相等的两部分，为中点，C1、C2两端的电压均为。

（b）波形图

图2.6三相桥式PWM逆变电路产生三相SPWM波

三相SPWM波的产生说明如下（以U相为例）：

三相信号波电压和载波电压送到PWM控制电路，该电路产生PWM控制信号加到逆变电路各IGBT的栅极，控制它的通断。

当>

时,PWM控制信号使VT1导通、VT4关断，U点通过VT1与正端直接连接，U点与中点之间的电压。

当<

时，PWM控制信号使VT1关断、VT4导通，U点通过VT4与U点与中点之间的电压。

负载直接连接，U点与中点之间的电压。

电路工作的结果使U、两点之间得到脉冲电压，在V、两点之间得到脉冲电压，在W、两点之间得到脉冲电压，在U、V两点之间得到电压为（），实际上就是加到L1、L2两绕组之间的电压，从波形图可以看出，它就是单极性SPWM波。

同样地，在U、W两点之间得到电压，它们都为单极性SPWM波。

这里的就称为三相SPWM波。

PWM控制方式PWM控制电路的功能是产生PWM控制信号去控制逆变电路，使之产生SPWM波提供给负载。

为了使逆变电路产生的SPWM波合乎要求，通常的做法是将正弦波作为参考信号送给PWM控制电路，PWM控制电路对该信号处理后形成相应的PWM控制信号去控制逆变电路，让逆变电路产生与参考信号等效的SPWM波。

根据PWM控制电路对参考信号处理方法的不同，可分为计算法、调制法和跟踪控制法等。

2.5.1交流永磁同步电机的启动

变频器驱动交流永磁同步电机时的启动整步过程：

在变频器向同步电机定子输出电压之前，即启动前，先由励磁装置向同步电机的励磁绕组通以一定的励磁电流，然后变频器再向同步电机的电枢绕组输出适当的电压，起动电机。

同步电机与普通异步电机运行上主要的区别是同步电机在运行时，电枢电压矢量与转子磁极位置之间的夹角必须在某一范围之内，否则将导致系统失步。

在电机起动之初，这二者的夹角是任意的，必须经过适当的整步过程将这一夹角控制到一定的范围之内，然后电机进入稳定的同步运行状态。

因此，起动整步问题是变频器驱动同步电动机运行的关键问题[]。

1）变频器驱动同步电动机的起动整步过程主要分为以下几个步骤:

①励磁装置投励：

励磁系统向同步电机的励磁绕组通以一定的励磁电流，在同步电机转子上建立一定的磁场。

②变频器向同步电机的电枢绕组施加一定的直流电压，产生一定的定子电流。

此时，在同步电机上产生一定的定子电流，并在定子上建立较强的磁场。

转子在定、转子间电磁力的作用下开始转动，使转子磁极逐渐向定子磁极的异性端靠近。

此时转子的转动方向可能与电机正常运行时的转向相同，也可能相反。

③变频器按照电机正常运行时的转动方向，缓慢旋转其施加在电枢绕组上的电压矢量。

随着同步电机转子的转动和定子磁场的旋转，转子磁极将在某一时刻掠过定子的异性磁极，或者转子磁极加速追上旋转的定子磁极。

此时，电机的转子磁极被较强的定子磁极可靠吸引，二者间的角度经过少量有阻尼的震荡后，逐渐趋于一个较小的常量。

至此，同步电机进入同步运行状态，整步过程完成。

④变频器按照预先设定的加速度和v/f曲线（即磁通给定），调节输出电压，逐渐加速到给定频率。

此时，同步电机的转子角逐渐拉大到某一常值，然后电机转子磁极在定子磁场的吸引下逐渐加速至期望转速，同步电机起动过程完成。

2）在同步电西门子1FT7082-AF7型交流永伺服电动机第一次经过转子的异性磁极时，将其可靠吸牢，此后转子经过同性磁极间斥力的反向加速作用，在下一次经过定子磁极时，二者将具有更大的相对速度，定子磁场更加无法有效牵引转子磁极，最终将导致起动整步失败。

选择过大的定子磁场可能导致同步电机的定子铁心饱和，进一步导致变频器输出过电流，电机起动失败。

较为典型的同步电机起动过程如图2.8所示。

图2.8　典型的同步电机起动过程

3）变频器驱动永磁同步电机的稳态运行是的励磁调节

　　由于变频器驱动同步电机时使用无需安装速度/位置传感器的控制方法，而变频器输出波形为多电平pwm波形，与控制异步电机时的波形相同，因此在运行过程中，变频器可以完全等效于一个正弦电压源，无转矩脉动，具有较高的可靠性。

由于同步电机的无功电流仅在电机和变频器间流动，不进入电网，因而无须对电机的励磁电流进行精确的控制。

一般可在电机运行的典型工况下，手动调节其励磁电流，使变频器的输出电流最小，输出功率因数近似为1，然后在先调速运行过程中维持该电流不变即可。

对于需要在运行时实时调整励磁电流的工况，变频器可以实测其输出给同步电机的无功功率，向励磁装置下达励磁给定信号，调整励磁电流。

4.3永磁同步电机磁场矢量控制的理论基础

1）永磁同步电机磁场定向矢量控制的基本原理

图4.2永磁同步电机矢量图

矢量控制的思想源于对直流电机控制的严格模拟，通过磁场定向将定子电流矢量分解为两个分量：

励磁电流分量和转矩电流分量，并使两分量互相垂直，彼此独立，然后分别加以控制，从而可获得很好的解耦控制特性。

矢量控制需要使用坐标变换来实现，如图4.2所示。

其中包含从三相坐标系A-B-C到两相坐标系的变换，从两相静止坐标系到两相旋转坐标系d-q的变换，相关变换关系公式见第三章。

根据矢量控制原理，在不同的应用场合可选择不同的磁链矢量作为定向坐标轴，按照定位的磁场矢量方向不同，目前存在四种磁场定向控制方式：

转子磁链定向控制、定子磁链定向控制、气隙磁链定向控制和阻尼磁链定向控制。

对于PMSM主要采用转子磁链定向方式，该方式对小容量驱动场合特别适合。

根据转子磁场定向矢量控制原则，采用同转子以相同电角速度旋转的两相旋转坐标系d-q，此时永磁同步电机等效模型见图4-2所示。

图4.3d-q坐标系下电机模型

图4.3中取逆时针方向为转速的正方向。

d-q坐标系随定子磁场同步旋转，d轴固定在永磁体磁链方向上，沿转速方向逆时针旋转超前d轴90度电角度为q轴。

为定子三相基波合成旋转磁场轴线与永磁体基波励磁磁场轴线间的空间电角度，则

（4.8）

（4.9）

（4.10）

由式（4-3）可以看出，永磁同步电机输出转矩中包含两个分量，第一项是由两磁场相互作用所产生的电磁转矩，第二项是由凸极效应引起，并与两轴电感参数的差值成正比的磁阻转矩。

对于隐极永磁同步电机，第二项为零，不存在磁阻转矩，只存在电磁转矩。

即

（4.11）

由于是不可调节的，因此矢量控制就是控制定子电流矢量的幅值和它相对的空间角度（转矩角）。

控制时，向量与正交，我们将这种情况称为“磁场定向”。

此时每安培定子电流产生的转矩值最大，即可获得最高的转矩/电流比值，电动机铜耗也最小。

显然，这是一种很有吸引力的运行状态。

因此，永磁同步电机的磁场定向矢量控制就是要准确地检测出转子的空