单片机控制直流双闭环调速系统设计Word文档下载推荐.docx
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虽然单闭环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。
但是,如果系统对动态性能要求较高,单闭环控制系统在正常情况下不能满足要求。
图1理想快速启动过程电流和转速波形
在直流电机启动过程中,理想情况下,我们一般要求电流的大小的如题1所示,为了实现在允许条件下的最快启动,要获得一段使电流保持为最大值的恒流过程。
按照反馈控制规律,采用某个物理量的负反馈就可以保持该量基本不变,那么,采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程,且电流环能起到过电流保护作用。
所以,我们的目标是:
启动过程只有电流负反馈,没有转速负反馈;
达到稳态转速后只有转速负反馈,不让电流负反馈发挥作用。
为了起到速度调节和过电流保护,故而采用转速和电流两个调节器来组成系统。
为了实现转速和电流两种负反馈分别在系统中起作用,可以在系统中设置两个调节器,分别调节转速和电流,即分别引入转速负反馈和电流负反馈。
二者之间实行嵌套(或称串级)连接,如图2所示。
把转速调节器的输出当作电流调节器的输入,再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器。
从闭环结构上看,电流环在里面,称作内环;
转速环在外面,称作外环。
这就组成了转速、电流双闭环调速系统。
图2转速、电流双闭环直流调速系统
2.2系统的控制原理
图3直流双闭环调速系统电路原理图
一般情况下,为满足要求,转速和电流两个调节器一般都采用调节器,采用速度、电流双闭环的调速系统来实现。
在电流控制回路中设置一个调节器,专门用于调节电流量,而在转速环采用调节器,从而在调速系统中设置了转速和电流两个调节器,形成转速、电流双闭环调速控制。
双闭环调速控制系统中采用了两个调节器,分别调节转速和电流,二者之间实现串级连接。
图3为直流双闭环直流调速系统的原理图。
图中两个调节器和分别为转速调节器和电流调节器,二者串级连接,即把转速调节器的输出作为电流调节器的输入,再用电流调节器的输出去控制晶闸管整流器的触发装置。
电流环在内,称之为内环;
转速环在外,称之为外环。
两个调节器输出都带有限幅,的输出限幅什决定了电流调节器的给定电压最大值,对就电机的最大电流;
电流调节器输出限幅电压限制了整流器输出最大电压值,限最小触发角α。
图4双闭环直流调速系统动态结构图
双闭环直流调速系统动态结构图如图4所示。
图中和分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。
如果采用调节器,则有
(1)
(2)
为了引出电流反馈,在电动机的动态框图中必须把电枢电流显露出来。
2.3系统参数计算
根据设计要求<
=10%,并保证稳态电流无差,可按典型I型系统设计电流调节器。
电流环控制对象是双惯性型的,因此可用型电流调节器,其传递函数为:
(3)
—电流调节器的比例系数;
=R1C—电流调节器的超前时间常数
电流调节器超前时间常数:
=0.03s电流环开环增益:
要求%时,查表,取
因此=0.5/0.0037=135.1
于是,的比例系数为
3.系统各单元选择与设计
3.1电动机供电方案与晶体管放大器方案选择
(1)电动机供电方案
一般情况变电压调速是直流调速系统用的主要方法,调节电枢供电电压所需的可控制电源通常有3种:
旋转电流机组,静止可控整流器,直流斩波器和脉宽调制变换器。
旋转变流机组简称系统,用交流电动机和直流发电机组成机组,以获得可调的直流电压。
适用于调速要求不高,要求可逆运行的系统,但其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。
用静止的可控整流器,例如,晶闸管可控整流器,以获得可调直流静止可控整流器又称系电压。
通过调节触发装置的控制电压来移动触发脉冲的相位,即可改变,从而实现平滑调速,且控制作用快速性能好,提高系统动态性能。
直流斩波器和脉宽调制交换器采用,用恒定直流或不可控整流电源供电,利用直流斩波器或脉宽调制变换器产生可变的平均电压。
与V—M系统相比,系统在很多方面有较大的优越性:
一、主电路线路简单,需要的功率器件少;
开端频率高,电流容易连续,谐波少,电机损耗及发热都较小:
三、低速性能好,稳速精度该,调速范围宽,可达1:
10000左右;
四、若与快速响应的电动机配合,则系统频带宽,动态响应快,动态抗扰能力强;
五、功率开关器件工作在开关状态,道通损耗小,当开关频率适当时,开关损耗也不大,因而装置效率高;
六、直流电源采用不控整流时,电网功率因数比相控整流高。
本设计应脉宽调速要求,采用直流调速系统。
(2)晶体管功率放大器方案选择
双极性调制方式的特点是4个功率管都工作在较高频率(载波频率),
双极性控制的桥式可逆变换器有以下优点:
1)电流一定连续;
2)可使电机在四象限运行;
3)电机停止时有微振电流,可以消除静摩擦死区;
4)低速平稳性好,系统的调速范围可达1:
20000左右;
5)低速时,每个开关器件的驱动脉冲仍较宽,有利于器件的可靠导。
故本设计选用双极性控制的桥式可逆变换器。
3.2电流调节器的设计
在图5中电流内环中,反电动势与电流反馈的作用相互交叉,这给设计工作带来麻烦。
在一般情况下,系统的电磁时间常数远小于机电时间常数,因此,转速的变化往往比电流变化慢得多,对电流环来说,反电动势是一个变化慢的扰动,在电流的瞬变过程中,可以认为反电动势基本不变,即。
这样,在按动态性能设计电流环时,可以暂不考虑反电动势变化的动态影响,也就算说,可以暂且把反电动势的作用去掉,得到电流环的近似结构框图,如图7所示。
可以证明,忽略反电动势对电流环作用的近似条件是:
(4)
式中——电流环开环频率特性的截止频率。
图5忽略反电动势的动态影响时的电流环动态结构框图
如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效的移到环内,同时把给定信号改成,则电流环便等效成单位负反馈系统,如图6所示。
图6等效成单位负反馈系统的电流环动态结构框图
最后,由于和一般都比小的多,可以当作小惯性群而近似的看作是一个惯性环节,其时间常数为:
(5)
则电流环结构框图最终可以简化成如图7所示。
简化的近似条件是
(6)
图7小惯性环节近似处理的电流环动态结构框图
(1)电流调节器结构的选择
首先考虑把电流环校正成哪一类典型系统。
从稳态要求上看,希望电流无静差,可以得到理想的堵转特性,由图8可以看出,采用Ⅰ型系统就够了。
再从动态要求上看,实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调,以保证电流在动态过程中不超过允许值,而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要因素。
为此,电流环应以跟随性能为主,即应选用典型Ⅰ型系统。
图8的表明,电流环的控制对象是双惯性型的,要校正成典型Ⅰ型系统,显然应采用型的电流调节器,其传递函数可以写成:
(8)
式中——电流调节器的比例系数;
——电流调节器的超前时间常数。
为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消,选择
则电流环的动态结构框图便成图8所示的典型形式,其中:
(9)
图8校正成典型Ⅰ型系统的电流环动态结构框图
(2)电流调节器的参数计算
确定时间常数:
1)整流装置滞后时间常数。
通过表1可得出,三相桥式电路的平均失控时间。
2)电流滤波时间常数。
根据初始条件有。
3)电流环小时间常数之和。
按小时间常数近似处理,取。
表1各种整流电路的失控时间()
整流电路形式
最大失控时间
平均失控时间
单相半波
单相桥式(全波)
三相半波
三相桥式、六相半波
20
10
6.67
3.33
5
1.67
4)电磁时间常数。
已知电枢回路电感,则:
(3)选择电流调节器结构
根据设计要求,并保证稳态电压无差,按典型Ⅰ型系统设计电流调节器。
电流环控制对象是双惯性型的,因此可用型电流调节器,其传递函数:
(10)
检查对电源电压的抗扰性能:
,参照表2的典型Ⅰ型系统动态抗扰性能,各项指标都是可以接受的。
表2典型Ⅰ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系
(4)计算电流调节器参数
电流反馈系数。
。
电流开环增益:
要求时,按表3,取,因此
于是,的比例系数为:
表3典型Ⅰ型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系
参数关系
0.25
0.39
0.50
0.69
1.0
阻尼比
0.8
0.707
0.6
0.5
超调量
0%
1.5%
4.3%
9.5%
16.3%
上升时间
6.6
4.7
3.3
2.4
峰值时间
8.3
6.2
3.6
相角稳定裕度
76.3°
69.9°
65.5°
59.2°
51.8°
截止频率
0.243
0.367
0.455
0.569
0.786
校验近似条件
电流环截止频率:
1)晶闸管整流装置传递函数的近似条件
满足近似条件。
2)忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件
3)电流环小时间常数近似处理条件
(5)电流调节器的实现
含给定滤波和反馈滤波的模拟式型电流调节器原理图如图9所示。
图中为电流给的电压,为电流负反馈电压,调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压。
根据运算放大器的电路原理,可以导出:
图9含给定滤波与反馈滤波的型电流调节器
3.3转速调节器的设计
(1)转速环的等效闭环传递函数
电流环经简化后可视作转速环的一个环节,由图9可知,电流环的闭环传递函数为
(11)
忽略高次项,可降阶近似为
(12)
近似条件
(13)
式中——转速开环频率特性的截止频率。
接入转速环内,电流环等效环节的输入量应为,因此电流环在转速环中应等效成
(14)
这样,原来是双惯性环节的电流环控制对象,经闭环控制后,可以近似的等效成只有较小时间常数的一阶惯性环节。
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