低噪声放大器的设计及仿真.docx
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低噪声放大器的设计及仿真
低噪声放大器的设计要求
UseAvago’sATF-331M4todesignaLNA
1.OperationFrequencyrang:
2.4GHz~2.5GHz
2.NoiseFigurebelow0.7dB;
3.Gain>13dB;(Feasiblemaximumgainis16.1dBat2.5GHz)
(曾经为15dB,后改为13dB)
4.VSWR(input)<1.5;
5.VSWR(output)<1.5;
Usetheschematictooltosimulateandrealizeitwiththelayouttool(Momentum)inADS.GiveboththeschematicandlayoutofthefinalLNAamplifiercircuit,detailedsimulationprocedure,andthesimulationresultsobtainedwithboththeschematicandlayoutcircuit.
低噪声放大器的设计
低噪声放大器的设计步骤
1、直流分析与偏置电路设计
2、稳定性分析
3、噪声圆系数与输入匹配
4、最大增益的输出匹配
5、电路整体微调
6、版图设计
以下将详细叙述这些设计步骤。
一、直流分析与偏置电路设计
1、从ATF-331M4的说明文档如图1可以看出,2GHz下它在VDS为4V、Id为40-80mA时噪声系数在0.6左右,且增益去到15dB以上,符合设计要求。
为使增益尽可能地大,故确定晶体管的偏置VDS=4V,Id=80mA;
2、从Avago的官网下载ATF-331M4的模型,并在ADS2015.01下如图2进行直流分析,以确定偏置VGS的电压。
由于ATF-331M4有两个源端,为使每个源端电流为80mA,故应选择Id约为160mA的栅极电压。
由直流仿真结果可得VGS约为-0.35V;
3、确定静态工作点后则可设计偏置电路。
本来ADS中有一个“DA_FETBias”的控件工具可以方便地设计偏置电路,但由于需要将晶体管的栅极电压偏置于负电压,这个工具便难以胜任,故只能手动设计偏置电路。
使用+5V和-5V的双电源和标称电阻值,可计算出分压器的两个电阻分别为130Ohm和150Ohm时栅极电压约为-0.35V。
由于漏极电流约为160mA,要使漏极电压为4V时可计算出漏极电阻约为6.2Ohm。
最后得到电路图及直流仿真结果如图3示。
图1ATF-331M4说明文档
(a)电路图
(b)仿真结果
图2直流分析
图3偏置电路及仿真结果
二、稳定性分析
1、向电路图中加入3.9nH的扼流电感L1、L2,3.9pF的旁路电容C1、C2和22nH的隔直电容C3、C4后,再在输入和输出端加入50Ohm的Term控件,以及StabFact和MaxGain控件,进行S系数仿真。
如图4可见此时稳定系数K在2.4GHz下为0.848,电路不稳定,同时电路在2.5GHz时MaxGain为17dB;
图4稳定系数及最大增益仿真结果
2、为使系统稳定,故如图5a在源端处添加微带线作电感引入负反馈。
同时使用变量控件调节微带线的长度反复仿真。
最后得到长度在1.2mm时稳定系数K在2.4GHz下为1.002,系统稳定,但MaxGain降低至13.8dB。
(a)在源端加入微带线负反馈提高稳定系数
(b)微调后的稳定系数
(c)微调后的最大增益
图5提高系统稳定系数
三、噪声系数圆和输入匹配
1、进行噪声仿真并画出NFmin参数,如图6可见在2.4GHz时NFmin为0.435dB。
接下来就是要设计一个适当的输出匹配网络来实现最小噪声系数;
图6最小噪声系数
图7噪声圆和增益圆
2、画出噪声圆和增益圆如图7所示。
其中M4为增益最大的输入阻抗,增益为14.406;M5为噪声最小的输入阻抗,最小噪声系数为0.435dB。
但两者并不重合,需要在这两者之间权衡考虑。
对于低噪声放大器,尤其是第一级放大器,首要考虑的是最小噪声。
所以选用M5点的阻抗即32.781-j9.934作为输入端的阻抗进行匹配。
此时增益约为13.206dB,仍然符合设计要求;
3、如图8使用Smith圆匹配工具DA_SmithChartMatch进行输入阻抗匹配,生成使用微带线的匹配网络。
再次进行仿真,可见此时噪声圆的M5点正好匹配至50Ohm,且噪声系数nf
(2)在2.4GHz下与NFmin相等,即噪声系数已经达到最优化;
4、如图9将生成的匹配网络放进电路图中并移至隔直电容后,再使用LineCalc程序将微带线转换至实际长度后进行仿真。
可见此时噪声优化点已偏离50Ohm,同时噪声系数nf
(2)偏离最小噪声系数NFmin。
故使用微调工具对输入匹配网络的微带线长度进行微调,使噪声系数达到最优。
(a)Smith圆匹配工具
(b)噪声系数在2.4GHz达到最优
(c)M5刚好匹配至50Ohm
图8输入匹配
(a)噪声系数偏离最优值
(b)微调后噪声系数接近最优值
(c)微调工具
(d)LineCalc工具
(e)加入输入匹配网络后的电路图
图9调整输入匹配网络
四、最大增益的输出匹配
1、使用Zin控件测得输出阻抗如图10a为23.587+j3.46Ohm,即需要将输出阻抗匹配与50Ohm匹配;
2、如图10c使用Smith圆匹配工具DA_SmithChartMatch进行输出阻抗匹配,生成使用微带线的匹配网络。
再次进行仿真,图10b可见此时输出阻抗已非常接近50Ohm;
(a)加入输出匹配网络前的输出阻抗
(b)加入输出匹配网络后的输出阻抗
(c)Smith圆匹配工具
图10输出匹配
3、如图11将生成的匹配网络放进电路图中并移至隔直电容前,再使用LineCalc将微带线转换至实际长度后进行仿真。
此进输出阻抗已偏离50Ohm。
故使用微调工具对输出匹配网络的微带线长度进行微调,使用输出阻抗接近50Ohm。
(a)输出阻抗偏离50Ohm
(b)微调后输出阻抗接近50Ohm
(c)加入输出匹配网络后的电路图
图11调整输出匹配网络
五、电路整体微调
1、分别在正负电源处从电源开始加入1uF、0.01uF和10pF三个去耦电容后对电路进行仿真。
图12可见输入驻波比VSWR(input)为1.832,大于1.5的设计要求,同时表示实际增益的S21为12.833dB,小于要求的13dB;
(a)微调前输入驻波比
(b)微调前输出驻波比
(c)微调前增益
图12微调前系统的性能
2、对电路微调的方法如下:
(1)增益和绝对稳定系数K值调节:
主要调节源极负反馈微带线TL1和TL2。
增益和绝对稳定系数是一对矛盾,调节负反馈时增益上升必然导致绝对稳定系数K值下降。
所以增益和绝对稳定系数K做一个折中选择。
但必须保证电路系统的稳定,即K>1。
调节输入输出驻波比VSWR也会对增益有一些影响;
(2)输入驻波比VSWR(input)的调节:
主要调节输入端匹配电路微带线TL3和TL4。
为了降低VSWR(input),调节TL3和TL4时,让输入端的阻抗往50Ohm方向调节,使输入端反射系数最小,从而降低输入驻波比VSWR(input)。
但对输入网络的调节会影响到噪声系数和增益;
(3)输出驻波比VSWR(output)的调节:
主要调节输出端匹配电路微带线TL6和TL7。
为了降低VSWR(output),应让输出端的阻抗往50Ohm方向调节,使输出端反射系数最小,从而降低输出驻波比VSWR(output);
(4)输入驻波比VSRW(input)和输出驻波比VSWR(output)的调节会相互产生影响;
图13使用微调工具调整各微带线长度
3、如图13对各微带线长度进行微调后最终得到的仿真结果如下。
图14可见VSWR(input)为1.445,VSWR(output)为1.239,均小于1.5,代表实际增益的S21为13.099,噪声系数nf
(2)为0.44,2.4GHz时的稳定系数为1.0,系统稳定,各参数都达到设计要求。
(a)微调后的输入驻波比
(b)微调后的输出驻波比
(c)微调后的增益
(d)微调后的噪声系数
(e)微调后的稳定系数
(f)最终的电路图
图14电路整体微调后的结果
六、版图设计
1、由于ATF-331M4模型中不带版图,故需自行绘制。
根据说明书中的尺寸数据,绘制晶体管的版图如图15所示;
(a)手册上的封装示意图
(b)绘制晶体管版图
图15ATF-331M4版图
2、将所有元件导入到版图中后手工布局和布线。
分立元件之间的距离越小越好。
最后得到版图如图16所示。
图16整体版图
心得与体会
从这次课程设计我有机会体验射频电路的设计流程,所学的理论知识也得到实践,加深了对射频电路的理解。
遗憾的是时间有限,在最后没能成功完成版图设计进行联合仿真。
此后我一定会去把它做完。
ADS是一款功能强大的设计软件。
在它的帮助下射频电路的设计的效率得到大大的提高。
由于繁琐的定量计算将由软件完成,我们甚至只需在定性分析设计后就能将电路实现。
希望我以后能多进行实践,在射频电路设计上走得更远。
参考文献
[1]ReinholdLudwig(著)肇仪等译.射频电路设计—理论与应用.:
电子工业,2010
[2]徐兴福.ADS2008射频电路设计与仿真实例.:
电子工业,2009
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- 低噪声放大器 设计 仿真