典型电路分析之射随器电路分析.docx
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典型电路分析之射随器电路分析
典型电路分析之射随器电路分析
射随,是我们通常对射极跟随器的简称,其实也就是共集电极放大器,它的特点:
1、晶体管射随电路具有较高的输入阻抗和较低的输出阻抗--基极回路电阻的1/1+β(β是晶体管的直流放大系数,也就是三极管规格书中的hFE,BC857AW正常工作时为250),具有隔离阻抗变换的作用。
2、电流增益很大,Ie=Ib(1+β)。
3、电压增益接近1,输入信号与输出信号同相,大小根本相等,这也是射随名字的由来。
由于射随的这几个特点,我们将其用在例如中放VIDEO输给DECODER,DECODER的AVOUT等电路,弥补原先器件输出电流小,带载才能缺乏的缺点,减少后级电路对前级电路的影响,从而到达增强电路的带负载才能和前后级阻抗匹配,射随器同时还可以隔离逆向干扰,一路信号可以通过两个射随分成两路,而不会互相干扰,所以AVOUT,AUDIOOUT也经常使用这个电路。
目前我们常用的射随电路根据使用PNP或NPN三极管也有两种形式:
A、PNP
图1
上面这个电路经常用于我们的AVOUT电路。
输入信号VIDEOIN波形变高时,三极管截止,VCC通过R1给C1充电;输入信号VIDEOIN波形变低时,三极管导通,C1通过导通的三极管对地放电。
电路形式看似很简单,器件不多,但假设器件使用不当的话,很容易造成输出波形失真:
1、电容C1:
C1在这个电路中起着仅次于三极管的作用。
电容的特性直观的说就是会保持电容两端电压不突变,电容量越大,这个阻止电压突变的才能就越强。
而通常我们说的通交流隔直流,可以通过这个公式来分析:
电路中电容的容抗Xc=1/2πfC,其中f为信号的频率,C为电容量的大小。
那么也就是说,当C不变时,频率越高,容抗Xc越小,那么电流越大,信号越容易通过。
那么为什么直流会被隔离呢?
直流电平,相当于f=0,这时候容抗Xc=无穷大,相当于开路,信号自然无法传送过去了。
当f不变时,C越大,容抗Xc越小,那么电流越大,信号越容易通过。
这也就是为什么我们平时在选用电源滤波电容时,用uF级的电容来滤除几十Hz的纹波,而用nF级的电容,来滤除几十kHz的纹波。
〔uF×10Hz=nF×10kHz〕
再回到图1这个电路,假设C1选用的电容量太小的话,会导致VIDEO信号中高电平稳不住,场同步期间(也就是信号的低电平)的低电平也稳不住。
如以下图所示,图2为C1=1000uF时VIDEOOUT的波形,信号上部和场同步根本不失真。
图3为将C1改为100uF之后的波形,信号上部及场同步头明显失真(我们通常说的摆头)。
图2
图3
为什么电容量的大小会导致这样的信号失真呢?
有2种方法可以分析:
方法1:
交流电路中,电容的等效容抗Xc=1/2πfC,那么射随电路的输出口等效电路为:
图4
对于理想电路,Xc=0,Vo=Vo=Vi×R5/(R4+R5)=0.5Vi,我们的实际电路中,假设取C=100uF,这时候Xc=1/2πfC,其中f=50,C=100uF,那么Xc=31.84欧,
代入Vo=Vi×R5/(Xc+R4+R5)得:
Vo=75Vi/(31.84+75+75)=0.41Vi,输出波形失真(0.5-0.41)/0.5=17.5%,所以能看到图3中的扭曲失真。
假设我们取C=1000uF,这时候Xc=3.18欧,代入得:
Vo=75Vi/(3.18+75+75)=0.4896Vi,失真只有(0.5-0.4896)/0.5=2%,所以图2中根本看不出失真来。
有人要问,用这种方法来看,失真是因为电容的阻抗分压导致接收端R6的幅度Vo变小导致的。
可是从图3的实际波形来看,无论是场同步期间还是信号高电平的波形都只是扭曲,而幅度并没有变小,这是为什么呢?
其实,幅度有变小,但变小的是低频信号。
整场的信号可以看做是由频率50Hz的低频信号(场同步期间的低电平和信号高电平)与频率15k左右的行周期信号组成的。
对于低频信号,由于容抗Xc=1/2πfC较大,所以幅度减小,以场同步期间波形为例,原始波形为:
低频的低电平经过电容后变成:
高频的行开槽信号经过电容后,因频率较高,根本直通,幅度不变:
叠加后最终的输出波形就象图3一样,整个向上扭曲:
方法2:
我们先来看看电容充放电过程:
图5
图5中,电容两端原始电压为U0,之后电容通过负载R放电,
时间t后电容两端电压Uc=U0e-t/RC
充电过程为上面这个过程的逆过程,大家可以自己分析。
将上面这个公式用到以下图6后,可以看出,当VIDEO信号过来一个场同步头--低电平Vo时,三极管导通,电容C1通过三极管放电
图6
但如图5,因为C1放电,所以场同步这个低电平Vo无法保持,时间t后Vo的实际电平Vt=Voe-t/RC
如今如图3,取C=100uF,
e=2.71828
t=低电平持续时间=2ms(虽然场同步上还有例如开槽脉冲等信号,但这些信号是高频的,对直流电平不会有影响,所以不用考虑,所以t应该取整个场同步周期,约=1/10场周期=2ms)
R=R4+R5=150
代入后可求得:
Vt/Vo=0.878,失真12.2%
假设C=1000uF,Vt/Vo=0.987,失真2.2%
可以看出,用这种方法计算的结果和方法1的结果近似。
由以上分析可得,电容C1越大,波形失真越小,但受布板空间及本钱限制,推荐C1选取470uF.此时Vt/Vo=0.972,失真2.8%,已经能满足要求。
由以上这两个公式也可以解释另一个问题:
为什么音频电路中的隔直电容可以用的很小?
因为音频电路的负载电阻很大(10kor47k),因此要保持同样的失真度的话,电容C只需要视频中的几百分之一,所以音频电路中的隔直电容一般为nF级的。
2.电阻R1:
以下图7为输入亮点信号(为什么用这个信号后面分析)时,VCC=5V,R1=100欧时AVOUT的波形(已带75负载),输出的信号幅度为562mV,将R1改为470后,如图8所示,同步头不变,但信号幅度只剩下237mV,上面部分的波形都被切掉了:
图7
图8
为什么会有这样的问题?
R1该如何取,是否将R1改小就能解决这个问题?
分析如下:
例如图7中,AVOUT波形幅度562mV,那么C1负极的幅度就是562*2=1124mV,也就是说C1负极处的最高电平为1124mV。
可以求出到达这个电平瞬间的通过C1电流Ir=U/R=1124/150=7.5mA。
而这个电流Ir也等于此时流过电阻R1的e极电流Ie=(VCC-Ve)/R1,所以(VCC-Ve)/R1=7.5mA,Ve=此时射极的直流电平=直流偏置+1.124V,假设直流偏置为VCC/2的话,R1=1376/7.5=183欧。
也就是说R1一定要小于183欧,才能让一个信号幅度562mV的波形不失真的通过。
那么图8中,R1=470欧,假设负载R5上的波形峰峰值为Vpp,那么同上,由Ir=Ie==>(2Vpp/150)=[(5-2.5-2Vpp)/470],求得Vpp=302mV,只能让一个信号幅度302mV的波形不失真的通过,而对于标准信号幅度0.7V的VIDEO信号,这个失真就很厉害了。
理论上R1越小,带载才能越强,但一味减小R1的阻值,会导致三极管导通时通过的电流过大,一个加大了功耗,容易烧三极管,一个是三极管的放大系数会随电流Ie的增大而降低:
Ie由20mA加大到40mA,Hfe就由160降低到了130。
所以R1不能取太小,这个方法不推荐。
那么我们该怎么办呢?
答案是:
1、进步VCC
2、改变三极管b极的直流偏置(这点放在下一节分析)
上面的计算中VCC=5V,那我们来看看,假设我们取R1=330欧,VCC增大到9V(Ie=9000/330=27mA),能通过的Vpp是多少:
(2Vpp/150)=[(4.5-2Vpp)/330],Vpp=0.7V,也就是可以通过信号幅度0.7V的VIDEO信号,已经能满足我们的要求了。
而三极管导通时的电流,Vcc=5V,R1=100欧,Ie=50mA,假设Vcc=9V,R1=330欧,Ie=27mA.减小了很多。
所以,在视频射随电路中,必须保证VCC>8V。
下面先说说为什么要用亮点信号来做测试:
图9
图10
图9为亮点信号,图10为全白场信号的波形,大家可以看到,图9中0电平根本在钳位黑电平处,那么动态范围要求的最大值差不多就是信号幅度,也就是562mV,而在图10中,0电平已经快接近信号顶部了,对于这个信号的动态范围的要求,只需要大约200mV,动态范围的要求远低于亮点信号。
所以大家在看波形失真的时候,一定要使用类似亮点信号这样的图形。
3、直流偏置:
先重申一下几个概念:
黑电平:
在视频信号中,最暗的信号的电平,如灰阶信号最低那阶的信号电平。
对黑电平位置的规定,有2种标准。
美国NTSC-M标准中,黑电平定在比同步头后肩高7.5IRE的位置。
也就是以下图11中0.357V的地方
图11
除了NTSC-M外,PAL、日本的NTSC-J标准中,黑电平定在同步头的后肩上,也就是以下图12中0.321V的地方:
图12
零电平:
也就是图9,图10中标出的示波器箭头1>的位置,表示的是直流0电平的位置,也就是平常我们信号GND处的电平。
直流电平:
信号去掉交流调制后剩下的直流信号的位置。
也就是我们通常说的直流偏置。
对与通过电容后的交流信号来说,直流电平=0。
平时可以用万用表一端接地,一端测量信号处,得到的电压值就是信号的直流电平。
回到我们要讨论的直流偏置:
图1中,C2将VIDEOIN隔直,通过R2,R3重新给VIDEOIN一个直流偏置。
为了保证动态范围足够,也就是C1正极的直流电平最好=VCC/2。
为了保证基极的直流偏置电压稳定,要求流过R2,R3的电流I2,I3要远大于Ib(取Ie的平均值20mA,BC857AW的放大倍数150,Ib=Ie/Hfe=20mA/150=130uA),I2,I3至少要mA级,就要求R2,R3要尽量小,至少到K欧这一级。
第2节中提到要想增大动态范围,可以改直流偏置,那么,偏置电压该取几V呢?
对图1这个PNP电路来说,假设输入的是VIDEO信号,因为e极最低只能到0V(c极是0V,Vec要>0),假设最严格的情况整个VIDEO连同步头2V的波形都在0电平以下(实际中不可能),那么e极的直流电平必须>2V,b极那么应>2-0.7=1.3V,所以假设是9VVcc的话,对视频信号来说,R2,R3分压完后在基及的最正确偏置电压应该是1.5V,这样在选择R1值的时候的取大一些,降低电流,降低三极管的功耗。
我们来计算一下这时候R1可以增大到多少:
按最大的信号幅度1.4V算(亮点信号,直流电位根本在零电平,有效信号幅度1.4V),
(1.4V/150)=[9-(2V+1.4V)]/R1
R1=600欧
由VCC/(R2+R3)=Vb/R3,在VCC=9V时,R2=5×R3,考虑基极电流的影响,可以取R2=5.6K,R3=1K,这时候直流偏置大概是0.13×1+9/(5.6+1)=1.5V。
所以,综上所述,对于VIDEO信号,推荐设置Vcc=9V,R2=5.6K,R3=1K,R1=470欧。
但是,注意这个但是,在音频信号中,由于音频信号是交流的,且幅度可能较大,所以对于音频信号,Vcc必须取9V或以上,e极偏置在Vcc/2=4.5V处,b极就是4.5-0.7=3.8V,同样可以算出,R2=5.2R3/3.8,可以取R2=2.7K,R3=2K。
所以,对AUDIO信号,推荐设置Vcc=9V,R2=2.7K,R3=2K,R1=4.7K。
4、作为AVOUT电路时输出幅度的调节---R4:
假设射随用在AVOUT电路,因为接收方电路还有一个75欧的对地匹配电阻,因此承受方获得的实际幅度为Vout×75/(R4+75),正常情况下Vout=2Vpp,R4=75欧,承受方Vpp=1V,正好。
但假设因为芯片限制或其他原因,Vout偏大或偏小,就可以通过调整R4的大小使接收方最终获得的幅度也为标准的1Vpp.
5、作为AVOUT电路,进展电路验证确认是否会失真时,一定要接上负载看,否那么空载没有形成回路看根本都没问题,带载就不行了。
6、是否需要隔直后再偏置?
虽然用在AVOUT时根本上都要用电容C2先隔直再加上偏置电压,但假设是一体化TUNER的VIDEOOUT,它的内部已经有射随电路了,带载才能足够,直流电平为0,因此不需要加射随,可以直接送给后端的DECODER。
假设是别离式TUNER+中放,大部分中放电路的输出的VIDEO信号都已经有带上直流偏置(大概在2V左右),而且它们自带的直流偏置与我们用电容隔直后再加的不同,直流偏置电平是始终锁定在信号黑电平上的,如以下图:
图13
图14
图13、图14为射频分别输入全白场(直流电平最高的信号)及亮点信号(直流电平最低的信号)时,中放输出口上的波形,可以看出,信号内容改变,但直流电平不变,都钳在黑电平上。
再来看看假设隔直完再偏置:
图15
图16
图15、图16为同样输入全白场及亮点信号时,经过电容隔直再重新偏置到大约1V后的波形,可以看出,亮点信号的直流偏置根本还是在黑电平上(因为亮度信号有效值很小),而白场信号的直流偏置处已经接近信号顶端了(黑电平已经沉到-0.8V了)。
这会造成什么影响呢?
假设直接将中放输出信号送入射随的三极管,那么我们只需要保证2V的动态范围就足够了(无论输出什么信号,整个信号幅度只有2V)。
假设我们将其经过电容隔直再重新偏置,然后送入射随的三极管呢?
可以由图15,图16看到,三极管的动态范围根本上要保证零电平以上2V(亮点信号)至零电平以下2V(白场信号),也就是需要4V的动态范围。
这对三极管的动态范围要求高了一倍。
因此建议假设用在中放输出电路时,C2,R2,R3可以先布上,假设中放输出已经有直流偏置了,就不需要再画蛇添足,加个跳线跳过,直接送到三极管即可。
7、电容C2
C2作用其实与C1相似,但因为R2//R3之后是K级的,所以C2的电容量大概只需要C1的1/10就够了,所以C2可以选择100uF。
B、NPN:
图17
NPN三极管组成的射随电路,输入信号VIDEOIN波形变高时,三极管导通,VCC通过导通的三极管给C1充电;输入信号VIDEOIN波形变低时,三极管截止,C1通过R1对地放电。
对于NPN的射随电路,根本的分析方法和PNP一样,这里就不重复分析了。
如今来说说NPN和PNP的选用问题:
选NPN还是PNP电路,理论上的电压增益都是一样的(略小于或等于1),极性也没有变化。
假设输入端有C2隔直,选NPN或是PNP电路并没有差异,也不用考虑电流输出(NPN)或吸入(PNP)的问题。
但是象上面说的,中放输给DECODER时常常是没有隔直电容的,这时就要根据输入端的直流偏置来选用了。
另外,由于一般情况下前端输出电路电流输出型的,在无隔直电容的射随电路中,选NPN还是PNP电路是要考虑电流输出或吸入的。
但是可以通过在b极对地接一个电阻的方法解决PNP射随器的电流吸入问题。
4、作为AVOUT电路时输出幅度的调节---R4:
假设射随用在AVOUT电路,因为接收方电路还有一个75欧的对地匹配电阻,因此承受方获得的实际幅度为Vout×75/(R4+75),正常情况下Vout=2Vpp,R4=75欧,承受方Vpp=1V,正好。
但假设因为芯片限制或其他原因,Vout偏大或偏小,就可以通过调整R4的大小使接收方最终获得的幅度也为标准的1Vpp.
5、作为AVOUT电路,进展电路验证确认是否会失真时,一定要接上负载看,否那么空载没有形成回路看根本都没问题,带载就不行了。
6、是否需要隔直后再偏置?
虽然用在AVOUT时根本上都要用电容C2先隔直再加上偏置电压,但假设是一体化TUNER的VIDEOOUT,它的内部已经有射随电路了,带载才能足够,直流电平为0,因此不需要加射随,可以直接送给后端的DECODER。
假设是别离式TUNER+中放,大部分中放电路的输出的VIDEO信号都已经有带上直流偏置(大概在2V左右),而且它们自带的直流偏置与我们用电容隔直后再加的不同,直流偏置电平是始终锁定在信号黑电平上的,如以下图:
图13
图14
图13,图14为射频分别输入全白场(直流电平最高的信号)及亮点信号(直流电平最低的信号)时,中放输出口上的波形,可以看出,信号内容改变,但直流电平不变,都钳在黑电平上。
再来看看假设隔直完再偏置:
图15
图16
图15,图16为同样输入全白场及亮点信号时,经过电容隔直再重新偏置到大约1V后的波形,可以看出,亮点信号的直流偏置根本还是在黑电平上(因为亮度信号有效值很小),而白场信号的直流偏置处已经接近信号顶端了(黑电平已经沉到-0.8V了)。
这会造成什么影响呢?
假设直接将中放输出信号送入射随的三极管,那么我们只需要保证2V的动态范围就足够了(无论输出什么信号,整个信号幅度只有2V)。
假设我们将其经过电容隔直再重新偏置,然后送入射随的三极管呢?
可以由图15,图16看到,三极管的动态范围根本上要保证零电平以上2V(亮点信号)至零电平以下2V(白场信号),也就是需要4V的动态范围。
这对三极管的动态范围要求高了一倍。
因此建议假设用在中放输出电路时,C2,R2,R3可以先布上,假设中放输出已经有直流偏置了,就不需要再画蛇添足,加个跳线跳过,直接送到三极管即可。
7、电容C2
C2作用其实与C1相似,但因为R2//R3之后是K级的,所以C2的电容量大概只需要C1的1/10就够了,所以C2可以选择100uF。
B、NPN:
图17
NPN三极管组成的射随电路,输入信号VIDEOIN波形变高时,三极管导通,VCC通过导通的三极管给C1充电;输入信号VIDEOIN波形变低时,三极管截止,C1通过R1对地放电。
对于NPN的射随电路,根本的分析方法和PNP一样,这里就不重复分析了。
如今来说说NPN和PNP的选用问题:
选NPN还是PNP电路,理论上的电压增益都是一样的(略小于或等于1),极性也没有变化。
假设输入端有C2隔直,选NPN或是PNP电路并没有差异,也不用考虑电流输出(NPN)或吸入(PNP)的问题。
但是象上面说的,中放输给DECODER时常常是没有隔直电容的,这时就要根据输入端的直流偏置来选用了。
另外,由于一般情况下前端输出电路电流输出型的,在无隔直电容的射随电路中,选NPN还是PNP电路是要考虑电流输出或吸入的。
但是可以通过在b极对地接一个电阻的方法解决PNP射随器的电流吸入问题。
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