LED驱动电路研究.docx

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LED驱动电路研究

LED驱动电路研究

LED是一种节能、环保、小尺寸、快速、多色彩、长寿命的新型光源。

接触过LED的人都知道：

由于LED正向伏安特性非常陡（正向动态电阻非常小），要给LED供电就比较困难。

不能像普通白炽灯一样，直接用电压源供电，否则电压波动稍增，电流就会增大到将LED烧毁的程度。

为了稳住LED的工作电流，保证LED能正常可靠地工作，各种各样的LED驱动电路就应运而生。

最简单的是串联一只镇流电阻，而复杂的是用许多电子元件构成的“恒流驱动器”。

二、镇流电阻方案

此方案的原理电路图见图1。

这是一种极其简单，自LED

面世以来至今还一直在用的经典电路。

LED工作电流I按下式计算：

（1）

I与镇流电阻R成反比；当电源电压U上升时，R能限制I的过量增长，使I不超出LED的允许范围。

此电路的优点是简单，成本低；缺点是电流稳定度不高；电阻发热消耗功率，导致用电效率低，仅适用于小功率LED范围。

一般资料提供的镇流电阻R的计算公式是：

（2）

按此公式计算出的R值仅满足了一个条件：

工作电流I。

而对驱动电路另两个重要的性能指标：

电流稳定度和用电效率，则全然没有顾及。

因此用它设计出的电路，性能没有保证。

笔者摸索出一种新的设计计算方法，取名叫“电压系数法”。

它是从电流稳定度和用电效率的要求出发，再计算出镇流电阻R和电源电压U的值。

这样设计出来的电路，就能满足三个条件：

电流稳定度

；用电效率η和工作电流I。

电压系数法的内容如下：

（公式中用到的符号见图1）

首先建立电压系数定义：

（3）（电源电压与LED工作电压之比）;

根据原始公式

（1），经数学推导（过程省略）可得下列计算公式：

电流稳定度

（％）（4）（假定

）；

用电效率η=

（％）（5）;

镇流电阻R=

（Ω）（6）；

电源电压U=

（V）（7）

为简化计算，电流稳定度与用电效率两项的计算结果，已做成电压系数（K）计算表（见附表1）。

据选定的K值，可快速查出对应的

和η值。

从表中数据看出：

随着K值的增加，电流稳定度增加，但用电效率则下降。

因此设计选取K值时，应兼顾这两者的不同要求，取一个折中值。

电压系数法设计举例：

已知：

LED参数

=9VI=20mA；开关稳压电源供电，

较小，按＜5％考虑。

取K=1.3（查电压系数计算表：

=21.7％η=76.9％）

按（6）式：

镇流电阻R=

Ω;取150Ω

按（7）式：

电源电压U=11.7V取12V

电压系数法的核心是正确选择K值，笔者建议：

用稳压电源供电，K值取1.3～1.4;而电源电压波动较大的条件下，K值取1.5～1.6。

在实际应用中，单只小功率LED仅能做信号灯。

要想做成LED灯具，有时要用到几十甚至数百只超高亮度小功率LED，才能达到使用的要求。

为便于供电（高电压、小电流）或最好直接由市电～220V供电，通常将许多LED串联后，再串一只镇流电阻组成一条支路，最后将若干条支路并联起来构成整个灯具电路（见图2右），这种接法简称为“串并”接法。

此接法有一个明显的缺点是支路中的任一只LED断路时，该支路所有LED都不亮，故障影响面大。

一种经改进的“串并串”接法对这问题解决得较好（见图2左）。

所谓“串并串”是先用少量LED串联再串镇流电阻组成一条支路，再将若干条支路并联组成“支路组”，最后将若干“支路组”再串联构成整个灯具电路。

此种接法不仅缩小了断一只LED的故障影响面，而且将镇流电阻化整为零，将几只大功率电阻变成几十只小功率电阻，由集中安装变成分散安装，这样既利于电阻散热，又可以将灯具设计得更紧凑。

根据经验：

支路串联LED数不宜多，一般取3—6只；支路并联数不宜少，至少应大于5条。

这样当1条支路断路时，其余4条支路电流都将增加25％，因此在选定LED正常工作电流时要留出过载余量

三、镇流电容方案

此方案的原理电路见图3。

电路的工作是基于在交流电路中，电容存在容抗XC也有镇流作用的原理。

另外电容消耗无功功率，不发热；而电阻则消耗有功功率，会转化为热能耗散掉，所以镇流电容比镇流电阻，能节省一部分电能，并能设计成将LED灯直接接到市电～220V上，使用更为方便。

此方案的优点是简单，成本低，供电方便；缺点是电流稳定度不高，效率也不高。

仅适用于小功率LED范围。

当LED的数量较多，串联后LED支路电压较高的场合更为适用。

电路设计计算：

直流输出电压

和支路镇流电阻R:

可按“电压系数法”的公式（7）和公式（6）计算。

直流输出电流:

（N—支路数；0.8—安全系数）（8）

镇流电容容抗：

（Ω）（9）（近似估算）

电容：

C=

（μF）（10）（近似估算）

因电路输入侧是交流，输出侧经整流滤波成直流，很难计算。

公式（10）计算出的C值精度很低，只能作为参考值，准确值只有通过试验来确定。

电容C1起滤波作用，这点非常重要。

如果取消它，用示波器从R两端观察到LED将会承受很高的尖峰电流，威胁LED的使用安全。

有了它可降低电流的峰值，提高平均值。

C1的值也是通过实验来确定：

使峰值系数

=

（峰值与平均值之比）控制在1.2～1.3比较合适。

电阻R1是为限制合闸冲击电流而设置的，其值不宜大。

电阻R2、R3是电容C、C1的放电电阻。

保证断电后，电容C、C1存储的电荷能迅速泄放掉，避免触及遭电击。

四、线性恒流驱动电路

上面已经提到电阻、电容镇流电路的缺点是电流稳定度低（△I/I达±20～50％），用电效率也低（约50～70％），仅适用于小功率LED灯。

为满足中、大功率LED灯的供电需要，利用电子技术常见的电流负反馈原理，设计出许多恒流驱动电路。

像直流恒压电源一样，按其调整管是工作在线性，还是开关状态，恒流驱动电路也分成两类：

线性恒流驱动电路和开关恒流驱动电路。

图4是最简单的两端线性恒流驱动电路。

它借用三端集成稳压器LM337组成恒流电路，外围仅用两个元件：

电流取样电阻R和抗干扰消振电容C。

恒流值I由R值来确定：

（11）

1.25V是LM337的基准电压。

反过来，根据所要求的恒流值I，可计算电流取样电阻：

（12）

LM337最大输出电流可达1.5A，工作压差≤40V，稳流精度高，可达±1～2％，内部设有过流、过热保护，使用安全可靠。

LM337工作在线性状态，其功率损耗P=

I，在恒流值I已定的情况下，只有降低工作压差

才能降低功耗。

合适的工作压差选择在4～8V范围。

低于3V将不恒流了。

线性恒流驱动电路一般与直流开关稳压电源配合使用。

电源稳压值按下式计算：

（13）

N—LED串联个数；

—单只LED正向工作电压；

—恒流驱动电路额定工作压差，一般取6V计算。

用电效率η=

（14）

分析上式：

降低

及增加N，提高电源电压，才能提高效率。

如果直流电源采用负极接地（接机壳），集成块LM337可直接安装在机壳上，散热效果更好。

LM337最大输出电流1.5A，为了得到比它更大的恒流值，可以有三种办法：

1．将现有恒流电路多个并联使用，总恒流值等于各分路恒流值之和；

2．在现有恒流电路的基础上，再增加一级电流放大（R2、VT）如图5。

3．采用专门设计的大电流恒流驱动电路如图6。

大电流恒流驱动电路结构也很简单，仅由6只电子元件组成：

三极管VT1、VT2；电阻R1、R2、R3和电容C1。

为了得到较高的电流放大倍数和较大的输出电流，调整管VT2采用了达林顿管TIP137（8A，100V，70W）。

电流取样电阻R1的值，可根据所要求的恒流值I来计算：

（15）

—三极管VT1发射结电压，约0.6V。

电路工作原理也很简单：

当因电源电压上升或LED负载减少导致输出电流I上升时，电路发生以下调节作用：

I↑→

↑→

↑→

↑→

↓→I↓；当输出电流I受扰下降时，调节作用相反。

正是这种电流负反馈作用，维持了输出电流I的基本恒定。

五、开关恒流驱动电路

上述线性恒流驱动电路虽具有电路简单、元件少、成本低、恒流精度高、工作可靠等优点，但使用中也发现几点不足：

1.调整管工作在线性状态，工作时功耗高发热大（特别是工作压差过大时），不仅要求较大尺寸的散热器，而且降低了用电效率。

2.电源电压要求按公式（13）与LED工作电压严格匹配，不允许大范围改变。

也就是说它对电源电压及LED负载变化的适应性差。

3.它仅能工作在降压状态，不能工作在升压状态。

即电源电压必须高于LED工作电压。

4.供电不太方便，一般要配开关稳压电源，不能直接用～220V供电。

采用开关恒流驱动电路能较好地解决上述问题。

下面分别介绍几种开关恒流驱动电路实例，以加深对它们工作原理和特性的了解。

A．直流低压开关恒流驱动电路

a.由分立元件构成的开关恒流驱动电路

图7是一种能将6V电源升压至24V，恒流输出100mA的自激开关恒流驱动电路。

其调整管VT1的工作状态同开关稳压电源完全一样，也是通过自动调节其占空比D的大小，来稳定输出。

它们的区别是取样电路不同：

开关稳压电源是输出电压取样，通过电压负反馈，稳定输出电压；而开关恒流电源是输出电流取样，通过电流负反馈，稳定输出电流。

接在VT1集电极上的高频变压器T有3组绕组：

N1—初级绕组、N2—反馈绕组、N3—次级绕组,各绕组同名端在图中已标出。

磁芯采用软磁铁氧体材料（R2KB），为防止N1通过单向工作电流（包含有较大的直流分量），使磁芯饱和，磁路中必须加上0.05～0.15mm的空气隙。

电路的具体工作过程是这样的：

接通6V电源，通过R2给VT2提供小量的基极电流，经VT2放大后，再输入VT1基极，使VT1进入放大区。

当VT1进入放大区后，在N1与N2强正反馈作用下，VT1很快进入自激开关振荡状态。

振荡频率高达50～100KHZ。

在VT1饱和导通期间，6V电压全部加到N1上，N1上的感应电势是上+下－，N3上的感应电势是上－下+，接在N3上的二极管VD3是截止的。

此时N1就像一只电感接到6V电源上，其线圈电流随时间增长，电能逐渐转化成磁能存储在磁芯中。

在VT1截止关断期间，感应电势反向，接在N3上的二极管VD3导通。

N3通过VD3给电容C3充电，将磁能转化为电能，存储到滤波电容C3中。

C3两端电压经反复充电后迅速上升，将LED灯点亮。

同时LED工作电流在取样电阻R9上产生压降，当此压降增大到大于VT3（占空比控制管）的发射结压降

（约0.6V）时，通过R8给VT3基极提供负反馈电流，经VT3放大，其集电极电流增大，使VT3对VT2基极电流的旁路作用加大，也即使VT1的导通时间缩短，截止时间增长，占空比D减小，N1储能减少，C3储能也减少，C3两端电压下降，抑制了LED工作电流的继续增长，依靠电流负反馈作用，维持在一个稳定值。

恒流值的计算公式：

（16）

因发射结压降

随温度上升而下降，即具有负温度系数特性，所以导致恒流值也随温度上升而下降，这对防止LED工作过热，延长使用寿命有好处。

另外恒流驱动电路的输出发生短路或开路是可能的。

为保证使用安全，设置短路保护和开路过压保护是必需的。

1．短路保护：

输出短路时，电阻R9仍能对短路电流取样，所以不用增加任何元件，利用原有电流负反馈作用，，就能将短路电流限制在正常恒流值上。

2．开路过压保护：

输出开路时，电阻R9没有电流流过，电流负反馈不起作用，占空比失控，输出电压会升高到危险的程度，使电路元件发生大面积击穿损害。

在输出端加接电阻R7和稳压管VDw引入电压负反馈后，就能起到过压保护作用，将过压值限制在VDw的击穿值上。

因正常工作时输出电压低于VDw的击穿电压，所以电压负反馈不起作用，不会影响正常恒流工作。

b.由IC构成的开关恒流驱动电路

下面再介绍一种由集成电路MC34063A构成的它激开关恒流电路。

它的内部结构框图见图8

其中包含有占空比控制单元电路：

1.25V基准电压、误差比较器、振荡器、RS触发器等，还包含有驱动管VT2和输出开关管VT1。

在它的外围接上高频变压器T及少量电子元件就构成如图9所示，将6V电源升压至12V0.3A的开关恒流电路。

图中

为限流电阻，它检测开关管VT1流过的电流，使VT1的电流不超过1.5A。

R1为驱动管VT2的集电极电阻。

是振荡器定时电容，选用470P时，开关频率约70KHZ。

DV1、R2、C2构成过压吸收电路，在VT1关断瞬间，将在VT1集电极上所产生的反冲电压尖峰（下＋上－）吸收掉，防止VT1被击穿。

同时串接在次级绕组N2上的DV2、C3完成整流滤波作用，并给LED供电。

R5是电流取样电阻，当LED工作电流在其上产生的压降等于1.25V时，占空比受控，输出电流就进入恒流状态

恒流值计算公式：

（17）

本电路的输出短路保护和开路过压保护与图7电路类同：

利用R5电流取样，抑制短路电流；利用

击穿后，R4+R5电压取样，抑制开路过电压。

MC34063A的输入电压范围为3～40V，既可构成升压电路，也可构成降压电路，如有必要，还可外接开关管扩大输出电流和功率。

使用灵活方便。

B．交流220V开关恒流驱动电路

上面介绍的都是直流低压开关恒流电路。

它适用于干电池、蓄电池、开关稳压电源供电的场合。

如果能直接用市电～220V给LED灯供电，那是最方便不过了。

要实现这一点，需解决降压、整流、变换效率、较小的体积、较低的成本、还有安全隔离等一系列问题。

单片集成开关电路TOPSwitch系列产品几乎全面满足了上述要求，应属首选方案。

由单片集成开关电路TOP224Y构成的输入～220V，输出恒流0.4A输出电压10～32V的开关恒流电路，如图10所示。

TOP224Y是三端器件（见图11）。

从外表看，它像一只普通的功率三极管，但看一下它的内部结构框图（见图12），就会发现内部电路异常复杂，它把开关电源所必需的PWM控制器、100KHZ高频振荡器、高压启动偏置电路、误差放大器及过流、过热保护等，还有功率开关管MOSFET都集成在一起了。

外围元件减至最少，这样大大地简化了开关电源的设计和制作。

它的三个端子分别叫控制极C、源极S、漏极D。

三个极都是一极多用。

控制极C的作用：

1.

利用反馈控制电流

的大小来调节输出开关管的占空比D（见图13）。

从图看出

增大，D减小；反之，

减小，D增大。

2.与内部并联调整器/误差放大器相连，能为芯片提供正常工作所需偏流。

3.作为电源旁路、自动重启动和补偿电容的连接点。

漏极D的作用：

1.与片内功率开关管的漏极相连。

2.在启动期间，高压电流源经过内部开关给内部电路提供偏置电流。

3.它还是内部功率开关管工作电流的检测点。

源极S的作用：

4.与片内功率开关管的源极相连，作为高压电源返回端。

5.作为一次侧控制电路的公共地和基准点。

图10所示电路是典型的单端反激式开关电路，工作频率已内部设定为100KHZ。

工作过程：

～220V经电阻R1、R2，整流桥VD1整流，电容C1滤波，在C1两端建立起约280V的直流高压作为本电路的实际电源。

这里说一下几个阻容元件的作用：

R1为RF10型保险电阻。

在电路发生短路时将被烧断起短路保护作用；R2为NTC型负温度系数热敏电阻，起限制合闸冲击电流的作用。

在接通电源初，在常温下，它有较大的电阻值能将合闸电流限制在允许值。

随着工作电流的流过，其温度逐渐上升，阻值下降至某一较小的稳定值，正常功耗不大，对电路正常工作无不良影响。

VD2、R3、C2组成漏极过电压吸收电路，用以限制在关断瞬间高频变压器漏感所产生的尖峰电压，保护功率MOSFET不被损坏。

C6为控制端旁路电容，它能对控制回路进行补偿并设定自动重启动频率。

当C6=47μF时，自动重启动频率为1.2

。

正常工作时，控制电压

的典型值为5.7V。

本电路的恒流作用同样依靠电流负反馈原理：

R10是电流取样电阻。

VT1是误差放大器，其发射结压降

（约0.6V）还充当基准电压的角色。

当输出电压

↑或LED压降

↓→LED电流

↑→

↑﹥

→VT1/

↑→VT1/

↑→光耦/发光二极管

↑→光耦/接收管

↑→IC1/控制端电流

↑→IC1/占空比D↓→输出电压

↓→LED电流

↓，从而实现了恒流目的。

反之亦然。

输出恒流计算公式：

（18）

本电路的开路过压保护作用同样依靠电压负反馈原理：

输出电压

经电阻R8、R9分压，当

击穿后，给VT1提供反馈基极电流，后面的过程与恒流时一样，最终将输出电压限制在设定值上。

本电路的短路保护作用不能像图7、图9电路那样借用恒流作用来实现。

因为输出短路时，输出电压和反馈电压都很低，使VT1和光耦IC2失去了工作能力。

好在，片内设置有过流保护，可起短路保护作用。

本电路有过热保护：

当芯片结温

135℃时，自动关断输出级。

笔者在调试本电路的过程中，曾经历多次失败，并且找不出原因。

故障表现是：

输出电流不稳；开关振荡也不稳，不起振或常仃振，无法工作。

检查电路元件参数又与原理电路图相符，首先怀疑到TOP224Y质量有问题，换了一块新的，故障依旧。

后将电路元件参数作大范围的改变再试，也未见好的效果。

正当寸步难行时，突然想到故障不在原理上，可能就在接线工艺上：

是否控制地与电源地没有严格分开（混用），导致电源大电流通过公共地线所形成的压降对控制端产生了干扰？

后按以下规范去做：

1.在试验接线及制作印制电路板时，控制地与电源地必须严格分开，不能混用，仅允许它们在S极点上相连接。

2.控制极旁路支路R12、C6应尽可能靠近C、S极连接。

再一试，全部故障现象消失，难题迎刃而解，试验获得成功。

这两条经验教训值得记取，是一笔终生受益的财富。

为验证电路的恒流效果，实测如下数据

从表中数据可见：

在宽输入电压范围（150～250V）和宽LED负载变化范围（1～3LED串联，输出电压范围11.4～31.5V）条件下，输出电流的变化很小,为0.41～0.44A,恒流精度达±5﹪，完全能满足LED的供电要求。

另外由于芯片采用CMOS电路，本身功耗很低，电源效率可达80﹪以上，有很好的应用前景。

六、LED驱动器使用中应注意的问题

1.LED降容使用。

LED的使用寿命号称5万小时，但实际使用发现远小于此值。

究其原因之一是散热条件达不到要求，造成LED工作结温过高（﹥90℃）。

为降低温度，提高发光效率，延长使用寿命可采取两项措施：

改进散热器；将LED工作电流降至0.7～0.8额定值来使用。

工作电流减小后，光通量虽有下降，但不明显，可能是从发光效率提高，得到了补偿所至。

2.使用线性恒流驱动器，特别注意其工作压差。

正常的工作压差为4～8V，﹤3V时电流减小将退出恒流区；﹥8V时恒流正常，但恒流驱动器损耗增加，发热严重，既降低了效率，又可能损坏恒流驱动器。

合适的工作压差，只能按公式（14），对电源电压和LED负载电压作严格匹配来实现。

电路装好通电后，一定要对工作压差作一次实际检测。

3.隔离式开关恒流驱动器次级输出电源不宜悬空，负极应接地。

如图14所示。

恒流驱动器初级工作在高频（100KHZ）高压（500~600V）状态，相当于一个强干扰源。

此干扰源通过高频变压器初、次级绕组之间的分布电容

作用到整个次级回路，使其对地可产生数十伏的共模电压。

此电压也是LED要承受的对地电压，有可能造成LED对地击穿损坏。

当将次级电源负极接地后，共模电压被地线短接消失为零，LED对地击穿的问题就不存在了。

4.对开关恒流驱动器，要严格遵守：

先接好LED灯，再接通驱动器电源的操作顺序。

如果相反操作，在接通LED灯瞬间，将会有极大的冲击电流通过LED灯，威胁LED灯的使用安全。

现以图10电路为例，对此冲击电流值作一下计算，并对其产生原因作一次分析。

相关电路见图15。

在驱动器空载的情况下，接通～220V电源，此时开路过电压保护起作用，将输出电压

维持在设定值（38.8V），输出电容C3两端的电压也是此值。

也即C3已经储存了一定的能量（

）。

在模拟开关S接通瞬间，C3将通过R10、LED放电。

放电初瞬，产生的冲击电流最大值用下式计算：

（19）

本例中：

=38.8V

=11.4～31.5VR10=1.5Ω

=0.4A

计算结果如右表：

从数据可见：

当LED1～3只串联，

在11.4～31.5V变化的条件下，冲击电流

变化范围为18.3～4.9A,冲击电流比

/

（

为额定工作电流）达45.7～12.3倍。

如此巨大的冲击电流，尽管作用时间短，但对LED灯的伤害无疑是致命的。

也许有人会问：

电流取样电阻R10已串联在放电回路内，为什么起不到限流作用呢？

应该说，电流负反馈还是在起作用，它使出了极限控制能力将输出开关管关断，即占空比D=0，完全停止了给C3充电，至于C3在过电压保护时已经存储的能量的放电，它的确控制不了了。

C3放电时，R10仅起一只镇流电阻的作用，又因其阻值很小，镇流作用有限，放电冲击电流必然会很大。

设想一下，如果LED灯回路某处接触不实，时通时断，在冲击电流的反复作用下，LED必损无疑。

至此，造成LED灯使用中存在严重的安全隐患的原因已明白：

是现用的开路过电压保护方案有缺陷，它仅考虑了恒流驱动器自身安全需要，将开路电压限制在略高于最高工作电压之上。

而对LED灯在此条件下，接上去，输出电容C3的放电是否会对LED灯造成伤害，全然没有顾及。

目前从图书资料介绍的电路和国内开关恒流驱动器生产厂家的产品看，过压保护方案都存在这个问题。

更严重者甚至C3的放电电阻

都不加，造成恒流驱动器断电后，几十分钟仍有电压输出，对检修人员及仪表都有危险。

笔者的想法：

目前开关恒流驱动器有严重缺陷的过电压保护方案必须改正。

理想的方案应该是对驱动器和对LED都是安全的：

开路发生后，当输出电压上升到过电压设定值时，控制电路应马上动作，将输出电压扑灭至接近于零，C3储能很少，对谁都安全了。