大功率和高数据速率传输的超声波系统 工科外文翻译.docx
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大功率和高数据速率传输的超声波系统工科外文翻译
文献出处:
LawryTJ,WiltKR,AshdownJD,etal.Ahigh-performanceultrasonicsystemforthesimultaneoustransmissionofdataandpowerthroughsolidmetalbarriers.[J].IEEETransactionsonUltrasonicsFerroelectrics&FrequencyControl,2013,60
(1):
194-203.
第一部分为译文,第二部分为原文。
默认格式:
中文五号宋体,英文五号TimesNewRoma,行间距1.5倍。
一种用于通过固体金属屏障同时传输数据和电源的高性能超声波系统
摘要:
本文提出了一种能够通过使用超声波的固体金属屏障同时进行大功率和高数据速率传输的系统。
通过在金属壁的相对侧同轴对准一对压电换能器并将其耦合到屏障,形成声电传输通道,防止物理穿透的需要。
使用独立的数据和电源通道,但只有25.4毫米的间隔才能降低系统的外形尺寸。
商业现成的组件和评估板用于创建实时原型硬件,全系统能够以17.37Mbps传输数据并提供50瓦的功率通过63.5毫米厚的钢墙。
使用同步多载波通信方案(OFDM)来实现非常高的频谱效率并且确保在功率和数据信道之间仅存在微小的干扰。
还提出了可以进行的潜在增强的讨论,以大大提高系统的功率和数据速率能力。
这个系统对于提高安全性和维护许多军事应用(潜艇,水面舰艇,无人海底车,装甲车,飞机等)的结构完整性以及在广泛的商业,工业和核系统。
引言
大量的电力和信息的同时无线传输可以受益于非常多样化的应用和技术。
大量现有的无线系统利用电磁传输技术,但是这些方法在包含金属屏障和外壳的应用中的有效性受到法拉第屏蔽效应的限制。
已经提出了几种替代方案,利用超声波换能器无线传播容易传播通过金属的声信号[1]-[20]。
最常见的超声波解决方案利用了直接与金属屏障的相对侧耦合的压电换能器,形成称为夹板式压电变压器(sPPT)的机电结构。
压电陶瓷在许多应用中可能是特别有利的,因为它们的高能量密度可以允许具有大功率处理能力和高效机电能量转换的小尺寸换能器。
近来已经提出了许多基于超声sPPT的系统,用于单独的功率传输[1]-[5],仅用于数据传输[6]-[9]用于同时进行低功耗和低速数据传输[10]-[18]。
还提出了一种替代的超声波数据传输方法,其利用电磁声换能器(EMaT)代替压电换能器,通过磁致伸缩和金属屏障表面的力量诱导超声波[19],[20]。
这种方法的优点是不需要与金属屏障直接接触或永久地附着,但是具有这样的缺点,即EMaT可以体积大而且效率低,限制了它们在开发紧凑型大功率系统中的用途。
对这些现有系统的调查显示,大多数解决方案都针对高功率传输或高数据速率传输,但没有一个成功地同时实现。
根据作者的最新知识,我们最近的工作[21],[22]是第一个能够使用压电盘传感器同时进行大功率传输和高速率单向数据通信的实时系统。
本文是对[21]中提出的工作的扩展,其中提供了有关系统的更多细节,并解释了一些最近对系统架构进行的改进以提高其性能的增强。
电力传输系统,声电通信通道的分析,预测和最大化数据吞吐量的方法以及全系统的测量性能将在以下部分中讨论。
声电通道
本文中描述的系统利用单独的无线声电通道进行电力和数据传输。
这些通道是通过将压电盘换能器对对准和声耦合在厚金属屏障的相对侧而形成的,如图1所示。
1.当连续波(cW)电刺激在其厚度-延伸共振频率附近的一个传感器的电气端口上施加时,传感器会以类似活塞的方式振动,从而向通道中发射膨胀的弹性波。
这些波传播通过系统的各种机械层,包括两个换能器,两个声耦合剂层和金属壁。
到达第二传感器的弹性波在金属屏障的相对侧转换回换能器引线上的电信号。
系统中的每个声学层的行为非常类似于具有其自身厚度,传播常数和特征阻抗的声传输线,其由层的机械性能(其密度,声速和衰减性质)确定。
每个传感器上的机械背衬层的行为非常类似于具有空气特征声阻抗的半无限传输线。
如果这些各层的声阻抗不能很好地匹配,则由于频道的响应变得非常混响许多内部界面反射。
可以使用精确的机械和电阻抗匹配技术来最小化通道中的界面反射,但是随着信道带宽的增加,其复杂度会快速增长,这使得这些技术对于非常宽带的系统来说有些不切实际。
结果,通过这些类型的声电通道发送的信号通常遭受多径传播。
为了更详细地了解这些声电通道,读者参考我们以前的sPPT建模工作[13],[14],[23]。
在[23]中,开发了一种有效的增强的一维数学模型,可以用于准确预测sPPT信道的宽带属性。
在[13]中,使用有限元法对sPPT结构进行轴对称建模,并使用实际的sPPT通道测量来评估模型。
在[14]中,使用有限元方法对几个sPPT结构进行建模,并评估了几种通道特性对功率传递效率的影响,包括阻挡层组成,中间粘结层的存在,阻挡层厚度和传感器直径。
本文提出的系统采用304.8×304.8×63.5mm钢块作为金属通道屏障。
形成两个独立的声传输通道,一个用于电源,一个用于数据传输。
两个通道被定向成使得声波理想地沿着该通道正常传播到最大的钢表面63.5毫米厚的尺寸。
电力传输
用于电力传输的子系统在图3的底部。
在其最基本的形式中,电力传输链路由驱动发射功率传感器的级联cW信号源和功率放大器(Pa)组成。
接收功率传感器然后拾取发射的超声波和整流电路(在这种情况下为全波整流器(FWr))-将接收到的cW信号转换为可用的直流电源。
在远程数据采集应用中,该电源将被调节并用于为金属屏障侧面的所有剩余电子设备供电(如图2所示的通信链路硬件)。
几种电气和机械因素影响cW激励下功率通道的传输损耗,包括电声阻抗失配,衍射(光束发散)和金属屏障中晶界的弹性散射。
在[1],[13],[14],[22]中给出了围绕这些损失机制的设计权衡的讨论和用于优化声电通道的功率传递效率的方法。
考虑到这些各种设计折衷,选择换能器用于具有66.7mm直径的功率通道和1MHz的相同的厚度-延伸谐振。
在1MHz,功率输送系统运行在低于高级钢(通常高于600MHz)的晶粒散射频率以下并且远高于近似可听频率范围,这防止系统辐射不期望的可听见的签名和大的干扰,这在敏感的军事应用中可能是有害的,其中潜行是最重要的为了最小化电力传输通道的两个端口的不需要的电气反射,在每个端口都使用电气匹配网络。
在我们以前的工作[1]中,我们详细介绍了如何设计这些类型的匹配网络,以保证同时共轭功率匹配条件,并通过信道优化功率传输效率。
该过程首先涉及通过网络分析仪来表征通道,以在传感器的厚度-延伸谐振频率周围的宽频率范围内测量其双端口散射参数。
接下来,分析仪固定的不匹配的影响50Ω端口阻抗被退出,并且计算通道的理想的同时共轭功率匹配功率传递函数,这基本上是通过其机械损耗限制的通道的传输效率。
然后选择通道最强的自然本征模式作为最佳功率传输频率,并且使用电感器和/或电容器设计一对匹配网络,以实现信道对功率放大器的输出阻抗和有效阻抗的最佳共轭功率匹配查看FWr及其负载。
图1的电力传输部分中示出的谐波抑制滤波器。
2将在Vc部分进行讨论,并不改变以前概述的设计步骤。
数据传输
本节讨论了声电通信通道的关键特性,用于实现高数据吞吐量的数字调制方案,并提出了系统数据传输链路的预测容量和性能。
在数据传输通道和数据传输链路的接收机硬件的杠杆测量中呈现的预测结果。
在图1的顶部示出了系统中使用的通信链路硬件的概述。
通信频道
使用两个25.4毫米直径的4-MHz厚度-扩展模式共振的压电盘换能器来形成数据通信通道。
来自Ten-Tec(sevierville,Tn)的矢量网络分析仪用于表征通道的散射参数(s参数)。
在观察这些测量之后,选择并实现了一组16对1阻抗变压器宽带匹配网络,以帮助改善与图1所示的接口电子设备的通道电气匹配。
2,然后改进的通道被重新表征。
图。
3(a)呈现|的情节S21|2是改进的通信信道正向功率增益的幅度响应,跨越传感器的4MHz共振频率围绕宽的4.167MHz带宽。
图。
图3(b)还示出了使用测量的S21数据计算的增强信道的带限脉冲响应。
从图中可以看出,如图3(a)和3(b)所示,通信信道表现出强烈的频率选择性衰落,并引入显着的多径信号传播,如第二部分所述。
作者预计,在大多数使用声电通道的应用中,影响通道机电行为(例如温度和压力)的环境条件将会在比声信号传输更长的时间尺度上发生变化。
因此,假设信道可以安全地被认为具有几乎无限相干时间的准静态,并且可以安全地忽略多普勒扩展对系统性能的影响。
数字调制技术
为了最大化通信链路中的数据吞吐量,必须考虑信道的多径延迟扩展D及其相干带宽Fc。
使用图1所示的脉冲响应数据。
3(b),D可以估计为150μs。
这个漫长的延迟传播意味着6.67kHz的小Fc。
如果通过信道发送带宽超过Fc的调制信号,则可能需要进行均衡以补偿过多的线性频率选择性失真和由此产生的符号间干扰(IsI)。
为了克服宽带单载波调制技术的局限性,采用离散多载波调制方案的正交频分复用(oFdM)在具有强频率选择性衰落的信道中具有优势。
oFdM使用大量均匀间隔的子载波,每个副载波以符合下列要求的频率远低于信道的相干带宽进行调制。
因此,每个子载波经历大致平坦的衰落,并且仅需要简单的均衡(例如,单个复数乘法)。
来自每个同时发送的子载波的低速率数据流有效地组合以产生大的聚合系统吞吐量。
传统的基于oFdM的系统已经显示出对子载波同步的极大灵敏度。
发射机和接收机之间的频率偏移,可以通过传统无线信道中的多普勒频移引入,降低了子载波之间的正交性并引入了载波间干扰(IcI)。
鉴于以前的假设,声电通道可以被认为是准静态的,实际上通道没有引入多普勒扩展,并且任何载波恢复在这种类型的系统中实现的环路可以被设计成具有非常窄的带宽,从而确保强大的载波锁定,非常小的相位噪声和可忽略的IcI。
系统的oFdM通信链路硬件的图示于图1的顶部。
图2给出了通信链路的发送(TX)和接收(rX)数字信号处理(dsP)实现的细节。
4.发射器的dsP(TXdsP)对二进制数据流进行编码,以产生离散时间的oFdM符号,这些符号传递到14位高速数模转换器(dac)和重构滤波器,以创建平滑连续的时间oFdM信号。
要创建oFdM符号,TXdsP首先使用符号编码器将位串映射到一系列复杂符号。
然后收集这些符号的大块,并将其传递到复制的快速傅里叶逆变换(IFFT)中,其产生表示oFdM符号的复数离散时间序列。
称为循环前缀的时间保护间隔作为复数IFFT输出的实部的前体,然后将所得到的信号发送到dac。
然后使用定制的换能器驱动器将oFdM信号驱动到通信信道中。
如前所述,宽带匹配网络被添加在信道和接口电子设备之间,以增强传输到信道并从信道恢复的宽带oFdM信号功率的量。
线性低噪声放大器(lna)放大在通信信道的输出处检测到的信号,同时保持高的信噪比和失真比(sndr)。
然后,恢复的oFdM信号通过抗混叠滤波器,由12位高速模数转换器(adc)采样,并传送到接收器的dsP(rXdsP)。
这里,执行定时和对准以同步发射机和接收机,并且数据通过同时拒绝带外干扰的带通希尔伯特滤波器,重新创建正交数据流以形成复杂的分析oFdM信号,以及对数据流进行下采样,以减少剩余rXdsP的计算负担。
接下来,消除由通道中的多径回波破坏的循环前缀,并且每个oFdM符号通过复数快速傅里叶变换(FFT),以恢复包含在oFdM中的每个oFdM子载波的幅度和相位符号。
校准阶段然后缩放和旋转每个权重以补偿由信道引入的幅度缩放和相位延迟,然后将补偿的权重通过符号解码器以恢复原始二进制数字流。
性能分析
oFdM系统被配置为使用4096个子载波为中心围绕通道的主4MHz谐振,具有大约1kHz(“Fc”)的子载波间隔Δf,从而产生1ms的符号时间。
选择了250μs(>D)的循环前缀保护带长度,以确保从多路径混响实际上不会引入IsI,给出1.25ms的整体oFdM字长ToFdM。
为了评估oFdM通信链路的潜在数据容量,在rXdsP中测量了系统的总噪声功率谱密度(Psd)。
观察到噪声Psd近似为白色,每个子载波带宽(Nn)的噪声功率被估计为N0Δf,其中N0是总噪声的Psd。
然后使用互调失真测试来估计失真分量的Psd。
由于系统中使用的副载波数量很多,所以也发现失真Psd大致为白色,表示星座中符号的总数,m表示平方MqaM星座的每一侧的符号数,使得m2对于灰度编码的MPsK和m2qaM的各种M的值的所需sndr水平是使用最近邻近似[24]针对10-6的目标比特误码率(BEr)计算的。
对最近邻近似值所预测的MPsK和常规m2qaM的符号错误率(sEr)的上限。
因此每个子载波的失真功率(Dn)被估计为D0Δf,其中D0是失真分量的Psd。
假设噪音和失真是不相关的高斯过程,使得每个子载波的噪声和失真功率可以直接相加以计算每个子载波的总干扰功率(Nn+Dn)。
对于所有子载波在dac输出端具有相同的功率,在rXdsP中测量每个子载波(Esn)中的接收符号能量。
使用这些测量,然后将每个子载波的估计sndr计算为sndrn=Esn/(Nn+Dn)。
所得到的sndr分布如图1所示。
假设噪声和失真是高斯的,则可以通过将Shannon-Hartley定理相加地应用于每个子载波的测量sndr来计算理论最大聚合信道容量Cmax,如下:
oFdM系统考虑了两种常见的子载波调制技术:
灰色编码MPsK和灰色编码方形MqaM(也称为m2qaM)。
这里,ig。
5.每个正交频分复用(oFdM)子载波的估计信噪比和失真比(sndr)。
阈值电平表示灰度编码MPsK和m2qaM调制的所需sndr电平,目标误码率(BEr)为10-6.其中dmin是信号星座中最近邻居之间的归一化最小距离,k是不同星座中的dmin对,Q函数是标准正态分布的尾部概率。
给定低目标BEr,假设格雷编码误差近似成立,其中每个符号错误仅导致一个位错误,使得sEr=BErlog2M.对于MPsK,k=M和dmin=sin(π/M)•2log2M。
对于m2qaM,k=2m(m-1),dmin=6log2m/(m2-1)。
通过将这些参数集合替换为
(2)并求解sndr,给定目标BEr:
给出了目标BEr:
所需sndr的下限,在4096qaM时为682个子载波,1024qaM为824个,256qaM为835个,830,64qaM,635,16qaM,258,在4qaM。
这将允许31140位在单个oFdM字中编码,产生25.34Mbps的吞吐量。
oFdM系统也可以配置为使用无负载的功率加载。
在这种情况下,发射机输出端的平均功率保持不变,而功率在oFdM副载波之间以与信道的测量值成反比的方式重新分配。
S21|2。
这种方法使得接收机中所有子载波上的信号功率相等。
假设所有子载波的平均总功率在该配置中没有改变,则接收机中的sndr分布在系统的平均sdnr电平上将是平坦的,如图3中的43.25dB标记所示。
(4),计算了MPsK和m2qaM的几个所需的sndr阈值,如图1所示。
图中显示的数据5表明,对系统没有任何修改,所有4096个子载波具有足够高的sndrs以支持BPsK,这意味着可以在每个子载波上编码1位。
给定约1.25毫秒的ToFdM,
该结果预测最小系统吞吐量为3.28Mbps。
然而,这种仅BPsK的方法不是最佳的,因为大多数子载波上的多余sndr(高于所需阈值)非常大(高达44dB)。
为了增加总体系统吞吐量,可以使用常规的比特加载和功率加载技术来利用每个子载波上浪费的剩余sndr。
如果系统配置为使用灰度编码的MPsK的最低6级的位加载,其中M被选择为2,4,8,16,32或64,这取决于子载波的sndr的强度,sndr来自图1的测量。
5预测以下调制分布:
在64PsK的1797个子载波,32PsK的846个,16PsK的827个,8PsK的413个,qPsK的181个,BPsK的32个。
这将允许在单个oFdM字中编码19953位,产生16.24Mbps的吞吐量。
MPsK具有允许简单的发射机和接收机dsP的优点,因为在解调过程中不需要考虑子载波幅度。
然而,在8PsK电平之上,高阶矩形m2qaM在相邻符号之间维持更大的归一化最小距离,并且应该能够为给定的sndr实现更高的吞吐量。
如果系统被配置为使用灰度编码的m2qaM的最低6级的比特加载,其中m2被选择为4,16,64,256,1024或4096,这取决于子载波的sndr的强度,系统的sndr测量预测如下分布式副载波,每个oFdM字共4096位,有效数据吞吐量为33.33Mbps。
这是对位加载的m2qaM的直接改进,但仍然只能达到功率加载Cmax的55.13%的吞吐量。
通过在oFdM系统中使用位加载和功率负载的组合,可以进一步增强前者的功率负载解决方案。
在许多情况下,当使用单独的功率负载均衡地重新分配功率时,副载波可能具有高于在其最接近的调制级别操作所需的量。
代替浪费这种多余的功率,可以重新分配以允许一部分子载波在下一个最高调制电平下工作。
实际上,这是比特加载某些子载波以承载比其他信息更多的信息。
有多种方法可以实现这种混合加载方法。
如果系统使用灰色编码的m2qaM实现这些混合加载方案之一,则系统可实现的数据吞吐量应大于或等于纯功率加载的格雷编码的m2qaM(33.33Mbps)情况,因为混合加载为系统提供了额外的自由度,以优化其性能。
然而,鉴于oFdM系统的250μs循环前缀及其1ms符号时间,这种混合加载方案只能在理论上将数据速率提高到通道最大容量的最大80%,在这种情况下,这将达到47.89Mbps。
实现更接近Cmax的速率,oFdM系统将必须重新配置以减少其循环前缀开销。
实验结果
一个实时原型系统是用图1所示的硬件架构设计和构建的。
完整原型系统的照片如图1所示。
以下小节概述了系统的oFdM通信链路,传输链路的详细信息,以及如何实现这些单独链路的同步操作。
还介绍了原型系统性能的测量。
A.OFDM通信链接
原型系统的通信链路中的TXdsP和rXdsP硬件块都在单个XilinxVirtex-6FPGa评估板(XilinxInc.,sanJose,ca))中实现。
adc和dac使用来自模拟设备公司(norwood,Ma)的评估板来实现。
传感器驱动器使用定制硬件构建,所有其他滤波器和通信信号路径中的lna都是迷你电路(Brooklyn,ny)的商用现成(coTs)组件。
如第IV-c节所讨论的,oFdM系统被配置为使用具有大约1kHz子载波间隔和250μs的循环前缀长度的4096个子载波。
通信链路还被设计为将聚合BEr定为10-6,并且仅在灰度编码的MPsK中使用位加载在四个最低调制级别之一:
BPsK,qPsK,8PsK或16PsK。
表II显示了基于图1所示的sndr数据的该系统配置的预测性能。
5,以及该配置中系统硬件的测量性能。
系统硬件能够在目标BEr下维持12.40Mbps的数据速率。
此外,通信链路还被配置为仅在灰度编码的m2qaM中的三个最低调制级别之一使用位加载:
4qaM,16qaM和64qaM。
表II的底部介绍了该系统配置的一组类似的性能预测和测量。
该m2qaM配置中的系统硬件能够承受17.37Mbps的聚合数据速率(比MPsK配置有显着改善)。
在两种系统配置中,预测和测量的副载波分布与所得到的总体数据速率之间存在强相关性,突出了先前呈现的性能分析的准确性和有用性。
这种良好的预测相关性表明通过实施混合物
如上所述,使用灰色编码的m2qaM进行位加载和加载,可达到47.89Mbps或略高的吞吐量(见表III)。
应当注意,所有位加载都是手动执行的,而用于优化位加载分布的自适应方法没有被实现到系统硬件中。
使用迭代优化方法,具有多种不同的位加载配置,直到系统收敛到使BEr不超过10-6目标的最优解。
最终将自适应信道估计和比特加载技术实现到系统硬件中是有利的,以允许系统自主优化其性能,而不管信道行为的波动如何;然而,这将需要双向数据传输链路。
正在考虑双向数据传输和自适应信道均衡和位加载,以便将来对该技术的增强。
TXdsP和rXdsP在同一FPGa上一起实现,以节省原型系统的空间。
两个系统同时运行在相同的核心时钟,使载波同步不必要。
在该系统的完整实现中,肯定需要添加载波恢复,并且如后所述,通过从发射功率信号的恢复版本导出oFdM副载波频率及其频率间隔来同步系统将是有利的。
这将证明是一个强大的同步方法,因为功率信号将维持非常大的信噪比,确保可忽略的载波同步损耗和可靠的时钟恢复。
尽管该设计没有实现载波同步,但重要的是要注意,原型系统的TXdsP和rXdsP在FPGa上彼此完全隔离,符号同步被实现来识别和对齐数据传输中的顺序oFdM符号边界链接的接收器。
信号估计也在TXdsP和rXdsP硬件中实现。
在激活时,TXdsP在通信频带中以每个可能的子载波频率顺序地广播预定的一系列窗口导频音,并且rXdsP解码这些音调以确定每个子载波频率处的信道的幅度和相位响应。
该信息被存储并且在正常数据传输操作期间,rXdsP然后补偿信道的相位失真(MPsK),或者它们的相位和幅度失真(m2qaM)。
B.CW输电链路
功率输出硬件是使用台式信号发生器构建的,以产生cW功率信号源,100W线性来自deltarFTechnologiesInc.(reno,nV)的功率放大器和匹配网络的定制硬件,谐波抑制滤波器和全波整流器模块。
图1所示的功率传递链路的系统测量。
2在最大功率放大器的输出功率(操作≈100W)表明,50.12W交流电源的是通过信道到一个50发送Ω负载(RL)以51%的效率,而无需使用FWR的。
使用FWr,31V直流在其最大应用时保持在其输出端功率水平,产生19.22W的收获直流电力。
可用的直流电力低于先前讨论的交流电力,作者认为这主要是由于两个因素。
首先,FWr二极管内部正向压降引起的峰值损耗被认为有额外的功率损耗。
第二,通过FWr到50Ω负载的有效负载阻抗,通过FWr二极管的扩散和结电容的存在而改变,导致次优功率匹配网络和更多的入射在FWr上的功率反射。
电力传输系统的匹配网络的重新设计以补偿这些寄生电容应该将直流转换效率提高得更接近测量的51%交流效率;然而,作者尚未进行这种重新设计。
C.同步电力和数据传输
为了保持系统的物理尺寸较小,通信和功率通道换能器间隔开在相同的63.5毫米厚的钢块上,相隔25.4毫米,边缘到边缘。
以这么小的间隔,发现功率信号中的发散声能的一小部分泄漏到相邻的低功率通信信道中。
该功率泄漏包含基波(1MHz)和奇次谐波(3MHz,5MHz等)频谱分量。
尽管基本功率泄漏落在通信信道带宽以外,但它仍然具有使oFdM接收机的前端硬件(特别是adc输入)饱和的能力,并使前置放大级别去线性化。
这是特别令人担忧的,因为在oFdM接收机的输入端(功率分别为50W和4μW)的功率和通信信号的功率电平极差。
为了确保基本功率泄漏降低到足够小的水平,在oFdM接收机的前面添加了一个尖锐的高通功率泄漏滤波器(见图2)。
功率信号泄漏的奇次谐波分量也是非常值得关注的,因为许多这些频谱分量落在通信信道的带宽内,并且有可能损坏一个或多个子载波。
发现这些谐波主要由Pa驱动电力通道的轻微非线性引入。
为了减少这个奇数谐波含量,在Pa的输出和功率通道发射侧的匹配网络之间放置一个尖锐的低通谐波抑制滤波器(见图2)。
此外,用于产生功率信号的cW信号源与通信硬件中使用的核心dsP时钟同步,并选择cW功率频率,使得泄漏到通信信道中的任何剩余谐波能量将精确地落入副载波频率。
这确保只有
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