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EMIEMC设计三传导式EMI的测量技术
EMI/EMC设计(三)传导式EMI的测量技术
摘抄2010-01-0711:
08:
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「传导式(conducted)EMI」是指部分的电磁(射频)能量透过外部缆线(cable)、电源线、I/O互连界面,形成「传导波(propagationwave)」被传送出去。
本文将说明射频能量经由电源线传送时,所产生的「传导式噪声」对PCB的影响,以及如何测量「传导式EMI」和FCC、CISPR的EMI限制规定。
差模和共模噪声
「传导式EMI」可以分成两类:
差模(Differentialmode;DM)和共模(Commonmode;CM)。
差模也称作「对称模式(symmetricmode)」或「正常模式(normalmode)」;而共模也称作「不对称模式(asymmetricmode)」或「接地泄漏模式(groundleakagemode)」。
由EMI产生的噪声也分成两类:
差模噪声和共模噪声。
简言之,差模噪声是当两条电源供应线路的电流方向互为相反时发生的,如图1(a)所示。
而共模噪声是当所有的电源供应线路的电流方向相同时发生的,如图1(b)所示。
一般而言,差模讯号通常是我们所要的,因为它能承载有用的数据或讯号;而共模讯号(噪声)是我们不要的副作用或是差模电路的「副产品」,它正是EMC的最大难题。
从图一中,可以清楚发现,共模噪声的发生大多数是因为「杂散电容(straycapacitor)」的不当接地所造成的。
这也是为何共模也称作「接地泄漏模式」的原因。
图一:
差模和共模噪声
在图二中,L是「有作用(Live)」或「相位(Phase)」的意思,N是「中性(Neutral)」的意思,E是「安全接地或接地线(Earthwire)」的意思;EUT是「测试中的设备(EquipmentUnderTest)」之意思。
在E下方,有一个接地符号,它是采用「国际电工委员会(InternationalElectrotechnicalCommission;IEC)」所定义的「有保护的接地(ProtectiveEarth)」之符号(在接地线的四周有一个圆形),而且有时会以「PE」来注明。
DM噪声源是透过L和N对偶线,来推挽(pushandpull)电流Idm。
因为有DM噪声源的存在,所以没有电流通过接地线路。
噪声的电流方向是根据交流电的周期而变化的。
图二:
差模和共模噪声电路
电源供应电路所提供的基本的交流工作电流,在本质上也是差模的。
因为它流进L或N线路,并透过L或N线路离开。
不过,在图二中的差模电流并没有包含这个电流。
这是因为工作电流虽然是差模的,但它不是噪声。
另一方面,对一个电流源(讯号源)而言,若它的基本频率是电源频率(linefrequency)的两倍----100或120Hz,它实质上仍是属于「直流的」,而且不是噪声;即使它的谐波频率,超过了标准的传导式EMI之限制范围(150kHzto30MHz)。
然而,必须注意的是,工作电流仍然保留有直流偏压的能量,此偏压是提供给滤波抗流线圈(filterchoke)使用,因此这会严重影响EMI滤波器的效能。
这时,当使用外部的电流探针来量测数据时,很可能因此造成测量误差。
CM噪声源有接地,而且L和N线路具有相同的阻抗Z。
因此,它驱动相同大小的电路通过L和N线路。
不过,这是假设两者的阻抗大小相等。
可以清楚地观察出,假使双方的阻抗不均衡(unbalanced),「不对称的」共模电流将分布在L和N线路上。
这似乎是「用词不当」或与原定义不符,因为CM本来又称作「不对称模式」。
为了避免混淆,此时的模式应该称作「非对称(nonsymmetric)模式」,好和「不对称模式」做区分。
在大多数的电源供应电路中,在这个模式下所发出的EMI是最多的。
利用不等值的负载或线路阻抗,就能够有效地将CM电流转换成一部分是CM电流,另一部分是DM电流。
例如:
一个DC-DC转换器(converter)供应电源给一个次系统,此次系统具有不等值(不均衡)的阻抗。
而且在DC-DC转换器的输出端存在着尚未被察觉的共模噪声,它变成一个非常真实的(差动)输入电压涟波,并施加给次系统。
没有次系统内建的「共模拒斥率(commonmoderejectionratio;CMRR)」可以参考,因为此噪声不完全是共模的。
到最后,此次系统可能会发生错误。
所以,在产生共模电流时,就要马上降低它的大小,这是非常重要的,是第一要务。
使阻抗均衡则是第二要务。
此外,由于共模和差模的特性,共模电流的频率会比差模的频率大。
因此,共模电流会产生很大的射频辐射。
而且,会和邻近的组件和电路发生电感性与电容性的耦合。
通常,一个5uA的共模电流在一个1m长的导线中,所产生的射频辐射量会超过FCC所规范的B类限定值。
FCC的A类规范限制共模电流最多只能有15uA。
此外,最短的交流电源线,依照标准规定是1m,所以电源线的长度不能比1m短。
在一个真实的电源供应电路里,差模噪声是被一个「摆动电流(swingingcurrent)」,或「脉冲电流(pulsatingcurrent)」启动的。
但是,DM噪声源很像是一个电压源。
另一方面,共模噪声是被一个「摆动电压(swingingvoltage)」启动的。
但CM噪声源的行为却比较像是一个电流源,这使得共模噪声更难被消除。
它和所有的电流源一样,需要有一个流动路径存在。
因为它的路径包含底盘(chassis),所以外壳可能会变成一个大型的高频天线。
返回路径
对噪声电流而言,真正的返回路径(returnpath)是什么呢?
实体的电气路径之间的距离,最好是越大越好。
因为如果没有EMI滤波器存在的话,部分的噪声电流将会透过散布于各地的各种寄生性电容返回。
其余部分将透过无线的方式返回,这就是辐射;由此产生的电磁场会影响相邻的导体,在这些导体内产生极小的电流。
最后,这些极小的返回电流在电源供应输入端的总和会一直维持零值,因此不会违反「Kirchhoff定律」—在一封闭电路中,过一节点的电流量之代数和为零。
利用简单的数学公式,就可以将于L和N线路上所测得的电流,区分为CM电流和DM电流。
但是为了避免发生代数计算的错误,必须先对电流的「正方向」做一定义。
可以假设若电流由右至左流动,就是正方向,反之则为负方向。
此外,必须记住的是:
一个电流I若在任一线路中往一个方向流动时,这是等同于I往另一个方向流动的(Kirchhoff定律)。
例如:
假设在一条线路(L或N)上,测得一个由右至左流动的电流2μA。
并在另一条线路上,测得一个由左至右流动的电流5μA。
CM电流和DM电流是多少呢?
就CM电路而言,假设它的E连接到一个大型的金属接地平面,因此无法测量出流过E的电流值(如果可以测得,那将是简单的Icm)。
这和一般离线的(off-line)电源供应器具有3条(有接地线)或2条(没有接地线)电线不同,不过,在后续的例子中,我们将会发现对那些接地不明的设备而言,其实它们具有一些泄漏(返回)路径。
以图一为例,假设第一次测量的线路是L(若选择N为首次测量的线路,底下所计算出来的结果也是一样的)。
由此可以导出:
IL=Icm/2+Idm=2μA
IN=Icm/2-Idm=-5μA
求解上面的联立方程式,可以得出:
Icm=-3μA
Idm=3.5μA
这表示有一个3μA的电流,流过E(这是共模的定义)。
而且,有一个3.5μA的电流在L和N线路中来回流动。
再举一个例子:
假设测得一个2μA的电流在一条线路中由右至左流动,而且在另一条线路中没有电流存在,此时,CM电流和DM电流为多少?
IL=Icm/2+Idm=2μA
IN=Icm/2-Idm=0μA
对上面的联立方程式求解,可得出:
Icm=2μA
Idm=1μA
这是「非对称模式」的例子。
从此结果可以看出,「非对称模式」的一部分可以视为「不对称(CM)模式」,而它的另一部分可视为「对称(DM)模式」。
传导式EMI的测量
为了要测量EMI,我们必须使用一个「阻抗稳定网络(ImpedanceStabilizationNetwork;ISN)」。
和ISN类似的LISN已被应用到离线的电源供应电路中,其全名是「线路阻抗稳定网络(LineImpedanceStabilizationNetwork;LISN)」或「仿真的主要网络(ArtificialMainsNetwork;AMN)」。
如图三所示,那是一个简易的电路图。
若产品想要通过「国际射频干扰特别委员会(InternationalSpecialCommitteeonRadioInterference;CISPR)」所制定的「CISPR22限制(limits)」规定,就必须采用符合CISPR16规范所定义的LISN;CISPR16是CISPR22所参考的标准。
图三:
一个CISPRLISN的简易电路图
使用LISN的目的是多重的。
它是一个「干净的」交流电源,将电能供应给电源供应器。
接收机或频谱分析仪可以利用它来读出测量值。
它提供一个稳定的均衡阻抗,即使噪声是来自于电源供应器。
最重要的是,它允许测量工作可以在任何地点重复进行。
对噪声源而言,LISN就是它的负载。
假设在此LISN电路中,L和C的值是这样决定的:
电感L小到不会降低交流的电源电流(50/60Hz);但在期望的频率范围内(150kHzto30MHz),它大到可以被视为「开路(open)」。
电容C小到可以阻隔交流的电源电压;但在期望的频率范围内,它大到变成「短路(short)」。
上面的叙述(几乎)是为真的。
在图三中,主要的简化部分是,缆线或接收机的输入阻抗已经被包含进去了。
将一条典型的同轴缆线连接到一台测量仪器(分析仪或接收机或示波器…等)时,对一个高频讯号而言,此缆线的输入阻抗是50奥姆(因为传输线效应)。
所以,当接收机正在测量这个讯号时,假设在L和E之间,LISN使用一个「继电/切换(relay/switch)电路」,将实际的50奥姆电阻移往相反的配对线路上,也就是在N和E之间。
如此就能使所有的线路在任何时候都能保持均衡,不管是测量VL或VN。
选择50奥姆是为了要仿真高频讯号的输入阻抗,因为高频讯号所使用的主要导线之阻抗值近似于50奥姆。
此外,它可以让一般的测量工作,在任何地点、任何时间重复地进行。
值得注意的是,电信设备的通讯端口是使用「阻抗稳定网络」,它是使用150奥姆,而不是50奥姆;这是因为一般的「数据线路(dataline)」之输入阻抗值近似于150奥姆。
图四:
对DM和CM噪声源而言,LISN所代表的负载阻抗
为了了解VL和VN,请参考图四。
共模电压是25Ω乘以流向E的电流值(或者是50Ω乘以Icm/2)。
差模电压是100Ω乘以差模电流。
因此,LISN提供下列的负载阻抗给噪声源(没有任何的输入滤波器存在):
CM负载阻抗是25Ω,DM负载阻抗是100Ω。
当LISN切换时,可以由下式得出噪声电压值:
VL=25ХIcm+50ХIdm或VN=25ХIcm-50ХIdm
这是否意味着只要在L-E和N-E上做测量,就可以知道CM和DM噪声的相对比例大小?
其实,许多人常有这样的错误观念:
「如果来自于电源供应器的噪声大部分是属于DM的,则VL和VN的大小将会相等。
如果噪声是属于CM的,则VL和VN的大小也会相等。
但是,如果CM和DM的辐射大小几乎相等时,则VL和VN的测量值将不会相同。
」
如果这样的观念正确的话,那就表示即使在一个离线的电源供应器中,L和N线路是对称的,但L和N线路上的辐射量还是不相等的。
在某一个特殊的时间点,两线路上的个别噪声大小可能会不相等,但实际上,射频能量是以交流的电源频率,在两条线路之间「跳跃」着,如同工作电流一样。
所以,任何侦测器测量此两条线路时,只要测量的时间超过数个电压周期,VL和VN的测量值差异将不会很大的。
不过,极小的差异可能会存在,这是因为有各种不同的「不对称性」存在。
当然,VL和VN的测量结果必须符合EMI的限制规定。
使用LISN后,就不需要分别测量CM和DM噪声值,它们是利用上述的代数公式求得的。
但有时还是需要各别测量CM和DM噪声值,譬如:
为了排除故障或诊断错误。
幸好有一些聪明的方法可以达到各别测量的目的。
我们举两个例子:
有一种装置称作「LISNMATE」,不过,目前已经很少被使用了。
它会衰减DM噪声约50dB,但不会大幅衰减CM噪声(约仅衰减4dB)。
它的电路如图五所示。
图五:
LISNMATE
图六是一种以变压器为基础的装置,它是利用共模电压无法使变压器工作的原理;因为本质上需要差动的一次测电压,才能使变压器线圈内的磁通量「摆动(swing)」。
它不像LISNMATE,此时CM和DM噪声是一起输出。
图六:
CM和DM分离器
不过,上述的两种方法都需要修改LISN电路。
因为一般的LISN只提供VL或VN,无法同时提供这两者。
最好是购买CM和DM噪声有分离输出的LISN。
此外,也应该要有总和检视的功能,以确定是否有遵守技术规范的限制。
传导式EMI的限制
对EMI而言,滤波器是做何用途呢?
表一列出了FCC和CISPR22的EMI限制规定。
此表中比较特殊的是,除了可用dBμV计量以外,也可以用mV来计量。
这对那些讨厌使用对数(logarithm)计算的设计者而言很便利。
表一:
传导式EMI的限制
在对数的定义里:
db=20log10[V1/V2],V1/V2是输出入电压的比值。
所以,dBμV表示是以IμV为对数的比较基准。
下式是mV转换成dBμV的公式:
(dBμV)=20Хlog[mV/10-6]
譬如:
0.25mV可以透过公式,得出:
20log10[0.25Х1000/1]≌48dBμV。
而dBμV转换成mV的公式如下:
(mV)=(10(dbμV)/20)Х10-3
必须注意的是,FCC并没有规定平均的限制值,只规定了「准峰值(quasi-peak)」。
虽然,FCC有认可CISPR22的限制值。
但是,FCC不允许两者混用或并用。
设计者必须择一而从。
不过,以目前的情况来看,FCCPart15势必会逐渐和CISPR22完全一致的。
表二是dBμV与mV的快速转换对查表,我们可以利用上述的公式来转换dBμV、mV;或利用表二查得。
表二:
dBμV与mV的对查表
再观察一下表一中的类别B,尤其是150kHz至450kHz,和450kHz至500kHz的区域。
实际上,对CISPR而言,这是一个连续的区域,因为dBμV对log(f)的限制线在150kHz到500kHz的区域内是一条直线。
在150kHz至500kHz之间,CISPR均限曲线(传导式EMI)的任一点之dBμV值可由下式求出:
(dBμVAVG)=-19.07Хlog(?
MHZ)+40.28
为了方便计算和记忆,上式可以改写成:
(dBμVAVG)=-20Хlog(?
MHZ)+40
在这个区域内的「准峰值限制」正好比「平均限制」高10dB。
所以,在150kHz至500kHz之间,CISPR准峰值限制曲线(传导式EMI)的任一点之dBμV值可由下式求出:
(dBμVQP)=-19.07Хlog(?
MHZ)+50.28
同样的,上式也可以改写成:
(dBμVQP)=-20Хlog(?
MHZ)+50
CISPR22类别B在150kHz至500kHz之间的限制值,实际上是上述的化约式。
就数学定义而言,AХlog(?
MHZ)+c是一条直线(如果水平轴具有对数刻度),其斜率为A,当频率(f)为1MHz时,它通过c点。
就CISPR22类别B而言,虽然它的dBμV直线在500kHz处被截断,但是它的渐近线(asymptote)仍会通过40或50dBμV,这分别是「均限曲线」和「准峰值限制曲线」的c点(亦即,频率为1MHz时的dBμV值)。
例如:
当频率为300kHz时,CISPR22类别B的EMI限制值是多少呢?
利用上述的公式,均限值等于:
-19.07Хlog(0.3)+40.28=50.25dBμV
因为准峰值限制比均限值多10dB,所以它是60.25dBμV。
比较表一中的准峰值限制,是否意味着当超过450kHz时,FCC标准会比CISPR22严格?
首先,FCC标准是以美国国内的电源电压为测量基准;而CISPR则是使用更高的电源电压来测量。
所以这是「淮橘成枳」的问题,不能相提并论。
此外FCC虽然没有定义均限值,但是当CISPR22的准峰值限制和均限值之差超过6dB以上时,它放宽了限制(约13dB)。
因此,在实务上,符合CISPR标准的产品也会符合FCC的标准。
有人说:
「频率大约在5MHz以下时,噪声电流倾向于以差模为主;但在5MHz以上时,噪声电流倾向于以共模为主。
」不过这种说法缺乏根据。
当频率超过20MHz时,主要的传导式噪声可能是来自于电感的感应,尤其是来自于输出缆线的辐射。
本质上这是共模。
但对一个交换式转换器而言,这并不是共模噪声的主要来源。
如表一所示,标准的传导式EMI限制之频率测量范围是从150kHz至30MHz。
为何频率范围不再向上增加呢?
这是因为到达30MHz以后,任何传导式噪声将会被主要的导线大幅地衰减,而且传输距离会变短。
但缆线当然还会继续辐射,因此「辐射限制」的范围实际上是从30MHz到1GHz。
结语
来自电源电路的EMI是很难察觉的。
因为工程师都习惯将电源供应器想象成一个「干净的」电源,殊不知,越是习以为常的组件,越可能是会发射EMI的「黑盒子」。
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- EMIEMC 设计 传导 EMI 测量 技术
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