内置天线技术要求.docx
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内置天线技术要求.docx
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内置天线技术要求
内置天线技术要求[]
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内置天线材料为铍铜、不锈钢等其他材料,具体支撑视结构而定。
铍铜(外面镀金)天线的RF性能比较好,可是价钱稍高于不锈钢材料。
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内置天线性能的保证对结构要求较严,大体的要求如下,不然天线性能将受到较大阻碍,具体阻碍程度视天线的类型而定。
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一样以为,PIFA天线体积大、性能好;滑盖机必需利用此种天线进行设计。
具体[]
要求如下:
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1.PIFA的高度应该不小于;[]
2.LCM的connector应该布局在主板的键盘面;[]
3.天线的宽度应该不小于20mm;[]
4.从射频测试口到天线馈点的引线的阻抗维持在50欧姆;[]
5.PIFA天线的周围的器件应该尽可能做好屏蔽;[]
6.馈点的焊盘应该不小于2mm*3mm;[]
7.馈点焊盘(pad)应该居顶*边;[]
8.若是测试座布局有困难,也能够放在天线区域;[]
9.天线区域可适当开些定位孔。
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10.内置天线周围七毫米内不能有马达,SPEAKER,RECEIVER等较大金属物体[]
MONOPOLAR天线体积稍小、性能较差,一样不建议采纳。
具体要求如下:
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1.内置天线周围七毫米内不能有马达,SPEAKER,RECEIVER等较大金属物体。
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2.天线的宽度应该不小于15mm;[]
3.内置天线周围的结构件(面)不要喷涂导电漆等导电物质。
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4.电话天线区域周围不要做电镀工艺和幸免设计金属装饰件等。
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5.内置天线正上、下方不能有与FPC重合部份,且彼此边缘距离七毫米以上。
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6.内置天线与电话电池的间距应在5mm以上。
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射频RF]PIFA天线和MONOPOLES天线设计注意事项及比较
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天线大体注意:
1:
天线空间一样要求预留空间:
W,L,H其中W(15-25mm)L(35-45mm),H(6-8mm)其中H和天线谐振频率的带宽紧密相关。
W、L决定天线最低频率
20mm×30mm×7mm。
双频(GSM/DCS):
600×6~8mm
三频(GSM/DCS/PCS):
700×7~8mm
知足以上需求那么GSM频段一样可能达-1~0dBi,DCS/PCS那么0~1dBi。
固然高度越高越好,带宽性能取得保证。
2:
内置天线周围七毫米内正下方不能有马达,SPEAKER,RECEIVER等较大金属物体。
有时候有摄相头显现,这时应该把天线这块挖空,尽可能做好摄相头FPC的屏蔽(镀银糨)不然会阻碍到接收灵敏度。
3:
内置天线周围的结构件(面)不要喷涂导电漆等导电物质。
4:
电话天线区域周围不要做电镀工艺和幸免设计金属装饰件等。
5:
内置天线正上、下方不能有与FPC重合部份,且彼此边缘距离七毫米以上。
6:
内置天线与电话电池的间距应在5mm以上。
7:
电话PCB的长度对PIFA天线的性能有重要的阻碍,目前直板机天线长度75-105mm之间那个水平,
8:
馈点的焊盘应该不小于2mm*3mm;馈点应该靠边缘。
9.天线区域可适当开些定位孔!
10在目前的有些超薄的滑盖机中,由于天线高度不够,能够通过挖空PIFA天线下方主板的地,然后在其反面在加一个金属的片,起到一个参考地的作用,达到知足设计带宽的要求。
MONOPOLAR(假天线)天线体积稍小、性能较差,一样不建议采纳。
具体要求如下:
1.内置天线周围七毫米内不能有马达,SPEAKER,RECEIVER等较大金属物体。
15m;
3.内置天线周围的结构件(面)不要喷涂导电漆等导电物质。
4.电话天线区域周围不要做电镀工艺和幸免设计金属装饰件等。
5.内置天线正上、下方不能有与FPC重合部份,且彼此边缘距离七毫米以上。
5mm以上。
7:
Monopole必需悬空,平面结构下不能有PCB的Ground,一样内置天线必需必需离主板3mm(水平方向),在天线正下放到地的高度必需保证在5mm(垂直方向)以上,能够把主板天线区域的地挖空,目前在超薄的直板机上大体上是知足那个要求,
8:
由于MONOPOLES天线没有参考地,SAR一样比PIFA天线大,这是测试的难点,可是效率比PIFA天线高。
3:
陶瓷天线.
总结:
多模电话对多频段天线的要求,Monopole的大带宽和高增益,足以应付3G时期跨越2GHz的几百兆带宽需求。
内置平面Monopole结构灵活,易于与现今多变的电话结构相配合,专门是在目前市场流行的超薄超小的直板机发挥重要作用
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电话整机厂商查验电话外置天线产品参数是不是合格的简便方式
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电话整机厂商查验电话外置天线产品参数是不是合格的简便方式:
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(1)频率范围(frequencyrange)用校正过单端口S11的网络分析测S11小于-10dB的范围涵盖所需频段为合格。
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(2)阻抗(impedance)用较正后的网络分析仪测阻抗密斯圆图上,(0,0)是匹配点(50Ω)。
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(3)回波损耗(returnlose)测量方式与频率的测量相同,带内回损-10dB。
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(4)电压驻波比(VSWR)用网络分析仪测,先较正单端口S11,按Format后测SWR。
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(5)增益(gain)需在隔离度优于-80dB的屏蔽室(chamber)中进行测量。
在电话以天线连接到PCB接口处引一个RFcable出来,加信号发时,用标准天线测待测天线发射出来的功率(近场测试)。
所得测试及功率除以加到天线到PCB接口处信号的功率即为增益。
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(6)额定功率(powerrating)需要在隔离度优于-80dB的屏蔽中测量。
取电话一部装上SIM卡和电池,开机使电话处于发射状态,用标准天线作近场测量。
测出的功率为额定功率。
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(7)极化方向(polarization)可用垂直极化(verticalpolarization)标准天线测量。
若是被测天线是水平极化(horizontalpolarization),那垂直标准极化天线几乎收不到信号。
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3结语[]
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此刻人们为了电话外壳的简约美观而去掉外置式天线,因此电话天线向内置式进展,但内置天线增益较低,造成电话收发性能不行,在基站信号较弱的地址容易断话。
故电话外置式天线在电话业中仍占有一席之地,研究并做好、做小电话外置式天线仍是市场的需求。
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电话RF设计中面临的几个难点及解决方式
一、关于电话RF干扰问题的解决[]
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针对GSM电话的RF干扰问题,刘俊勇指出,GSM电话是TDMA工作方式,RF收发并非是同时进行的,减少RF干扰的大体原那么是必然要增强匹配和隔离。
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在设计时要考虑到发射机处于大功率发射状态,与接收机相较更易造成干扰,因此必然要专门保证功率放大器(PA)的匹配。
另外RF前端滤波器的隔离也是一个重要的指标。
PCB板一样是6层或8层,必需要有足够的接地面以减少RF干扰。
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他专门强调射频系统会对数字基带(DBB)、模拟基带(ABB)等产生电磁干扰,而增强射频屏蔽是一个有效的方法。
他还指出,电话与基站通信中产生的TDMA噪声、突发噪声会给基带的话音处置中带来比较明显的噪声,应该注意去除这种噪声。
另外,TDMA噪声要紧阻碍电话的语音部份,因此要注意语音部份的PCB布局和布线。
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有工程师指出PA的匹配滤波有必然抑制杂散辐射的能力,但它仍是有局限性,是不是有其它解决方式?
对此刘俊勇表示,能够选择好的前端滤波器以增强带外抑制。
关于如何解决RF的电源干扰和如何选用RF的LDO,刘俊勇回答说第一必需确信RF电源已经被专门好地滤波,第二有必要的话最好是不同的RF线路利用独立的电源。
在选用RF的LDO时要注意考虑它的驱动电流、输出噪声及纹波抑制等特性。
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二、关于如何选择射频芯片[]
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有工程师询问在选择射频芯片的时候主若是看那些方面的指标?
关于3阶截点和1db增益紧缩点而言,是越大越好吗?
另外,在整体设计电话系统的时候,怎么样考虑射频芯片的电磁兼容性能?
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刘俊勇指出,对接收机而言,要考虑的参数是接收灵敏度、选择性、阻塞、交调等。
对发射机而言,要考虑的参数是输出功率、频谱特性、杂散、频率相位误差等。
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关于3阶截点和1db增益紧缩点,并非是越大越好,而是足够知足设计要求即可,因为必需考虑本钱因素,越大就意味着芯片的价钱越高。
在考虑射频芯片的电磁兼容性能时必需增强射频屏蔽。
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三、关于电话前端设计[]
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有工程师询问,电话接收前端放大需考虑什么因素来设计,要求至少放大多少dB,TI公司相对应的器件如何找到?
在电池容量必然的情形下要紧可从哪几方面使待机时刻增加?
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对第一个问题,刘俊勇指出需要考虑电话接收前端LNA的增益、P1dB、IP3、NF和频率范围等,在TI方案中,增益一样是17dB左右。
TI有超外差零中频方案,能够登录查询有关信息。
对第二个问题他说,第一要考虑RX、DBB、ABB工作模式下的功耗,对这些模块,不同的解决方案有不同的功耗,第二要考虑这些方案的功率电源治理机制,好的方案会在空闲模式中关掉尽可能多的功能。
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关于如何确信电话接收机前端滤波器带宽,刘俊勇指出电话接收机前端滤波器带宽依照接收频率的带宽来决定,必需保证带内信号以最小的插损通过,不被滤除掉。
例如,GSM900接收机频率范围为880-915MHz,EGSM900的范围为RX:
925-960MHz,TX:
880-915MHz。
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有工程师提出在校准AGC参数的时候,如何更好地兼顾不同信道的增益平坦度?
刘俊勇回答说第一要考虑前端部份的频带平坦度,在此基础上,能够将整个RX频带划分成假设干子带以补偿带内波动。
关于电话内采纳N分数锁频技术锁相环的时刻操纵在多少秒为宜,刘俊勇指出锁按时刻取决于具体应用,小于250us能够知足GPRSclass12的要求。
而周小明专门指出能够从和网站下载电话设计方案知识。
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摘自电子工程专辑
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从阻抗匹配解析射频传输线技术
(1)
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传输线设计是高频有线网络、射频微波工程、雷射光纤通信等光电工程的基础,为了能让能量能够在通信网路中无损耗地传输,良好的传输线设计是重要关键。
无线通信加上视频技术将成为以后的明星产业,要达到那个目标,负责传送射频微波信号的介质除空气之外,确实是高频的传输线。
人类目前无法操纵大气层,可是能够操纵射频微波传输线,只要设法使通信网路的阻抗能彼此匹配,发射能量就可不能损耗。
本文将从阻抗匹配的角度来解析射频微波传输线的设计技术。
驻波比(SWR)
两频率相同、振幅相近的电磁波能量流(energyflows)面对面地相撞(impinge)在一路,会产生驻波(standingwave),这种电磁波的能量粒子在空间中是处于静止(stand)状态(motionless)的,此暂停运动的时刻长度比两电磁波能量流动的时刻要长。
因为驻波的能量粒子是静止不动的,因此,没有能量流进驻波或从驻波流出来。
上述表达较抽象,可是那个地址举个类似的例子,就可说明什么是驻波:
做个物理实验,将两个口径、流速都相同的水管,面对面相喷,在两水管之间将会激起一个上下飞奔的水柱,那个水柱确实是驻波。
若是是在无地心引力的空间中,那个水柱将静止在那里可不能坠地。
电磁波在传输在线流动,入射波和反射波相遇时就会产生驻波。
驻波比(standingwaverate;SWR)是驻波发生时最大电压和最小电压的比值(VSWR),或最大电流和最小电流的比值(公式一):
SWR=(VO+VR)/(VO-VR)=(IO+IR)/(IO-IR)=1+|Γ|/1-|Γ|
WR能够被用来判定传输线阻抗匹配的情形:
当SWR=1时,表示没有反射波存在,电磁波能量能完全传递到负载上,也确实是传输线阻抗完全匹配;当SWR=∞时,表示VO=VR或IO=IR,电磁波能量完全无法传递到负载上,传输线阻抗完全不匹配。
SWR测量仪是高频传输线、发射机(transmitter)、天线工程师常利用的参数,与它类似的是应用在有线电视缆线(CableTVcable)的「返回花费(ReturnLoss)」或称作dBRL。
二者的不同有二:
(1)dBRL=0表示阻抗完全不匹配,dBRL=∞表示阻抗完全匹配。
(2)SWR测量仪是以发射机为信号来源,自己并无发射源,但dBRL测量仪是用自己的发射源来测量缆线的阻抗匹配情形。
‧史密斯图(SmithChart)介绍:
为了达到阻抗匹配的目的,必需利用史密斯图。
此图为P.Smith于1939年在贝尔实验室发明的,直到此刻,它的图形仍然被普遍地应用在分析、设计和解决传输线的所有问题上。
它能将复数的负载阻抗(complexloadimpedance)映射(map)到复数反射系数(complexreflectioncoefficients)的Γ平面上,这种映射进程称作「正常化(normalization)」。
如(图一)所示,大小不同的圆弧代表实数(rL)与虚数(xL)的大小,越往右边阻抗越大,越往左侧阻抗越小。
乍看之下,史密斯图很类似极坐标(polarcoordinate),只是,它的X-Y轴坐标别离是Γr和Γi,而且Γ=|Γ|ejθr=Γr+jΓi,r代表实数(realnumber),i代表虚数(imagenumber)。
在图一中,中心线为电阻值,中心线上方区域为感抗值,中心线下方区域为容抗值,直径和中心线重迭的圆代表不同的实数(rL),中心线两旁的圆弧代表不同的虚数(rL)。
正常化负载阻抗(normalizedloadimpedance)zL=ZL/Z0=1+Γ/1-Γ,zL=rL+jxL,其实zL确实是史密斯图上的复数,它没有计量单位(dimensionless),是由实数rL和虚数xL组成的。
负载阻抗ZL确实是由小写的zL映射到复数反射系数Γ平面上的。
史密斯图的圆心代表Γ=0,zL=1,ZL=Z0,负载阻抗匹配,如(图三)所示。
将阻抗转换到Γ平面后,就能够得出代表传输线匹配或不匹配的反射系数(公式二):
Γ=
ZL-Z0
ZL+Z0
图一 史密斯Z坐标图
图二 无花费传输线电路
在上式中,Γ确实是(电压)反射系数,它的概念是:
反射波(reflectedvoltagewave)的电压振幅与入射波(incidentvoltagewave)的电压振幅之比值;ZL是负载阻抗(loadimpedance),Z0是特性阻抗(characteristicimpedance)。
当ZL=Z0时,达到阻抗匹配,Γ为零。
如(图二)所示,假设ZL=Z0,电压源(Vg)产生的功率几乎能够完全供给负载利用,而从负载反射回电压源的功率超级小。
对负载应用而言,必需设法求得特性阻抗,并使负载阻抗等于它。
亦即,在图三中的Γ必需尽可能在绿色区域当中。
图三也称为珈玛坐标图(Gamma-centricchart),有别于图一的Z坐标图(Z-centricchart)。
图三 史密斯Γ坐标图
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从阻抗匹配解析射频传输线技术
(2)
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理想的无花费(lossless)传输线是依据以下公式来转换负载阻抗ZL(公式三):
Z=Z0
ZLcos(l2/)+jZ0sin(l2/)
Z0cos(l2/)+jZLsin(l2/)
在上式中,l是无花费传输线的长度,l2/是此传输线长度与波长相较的角度值(radian)。
从上式和图二中,能够得出以下重要的结论:
(1)若是ZL=Z0,那么不管传输线的长度大小为何,输入端阻抗Z或Zin永久等于特性阻抗Z0。
(2)Z是以/2为单位做周期转变。
(3)正常化输入阻抗(normalizedinputimpedance)zin=Zin/Z0=1+Γl/1-Γl,其中,Γl的振幅与电压反射系数Γ的振幅一样,可是相角差2βl(β=2π/λ),l是传输线长度。
因此,Γl被称为「相移电压反射系数(phase-shiftedvoltagereflectioncoefficient)」,而且Γl=Γe-j2βl。
因此,若是Γ转换成(transform)Γl,zL就被转换为zin了,在史密斯图上的反射系数角位(angleofreflectioncoefficientindegrees)是以顺时钟方向,随传输线长度l由0最大增加到λ,那个方向上的刻度称为「波长朝产生器(wavelengthstowardgenerator;WTG)」方向的刻度,有别于逆时钟方向的「波长朝负载(wavelengthstowardload;WTL)」方向的刻度。
(4)在史密斯图的圆心处划一个圆,它将和实数轴与虚数轴相交于数个点,每一个点与圆心的距离相等,那个圆称作「常数|Γ|圆」;也叫作「驻波率(standing-waveratio;SWR)圆」,这是因为驻波率S=1+|Γ|/1-|Γ|。
若是今天已知传输线长度l和zL,利用史密斯图,就能够够专门快地求出zin。
(5)纯电阻窄频匹配(resistivenarrowbandmatch)时,驻波率恰好等于rL和驻波率圆相交的右边接点Pmax。
尽管rL和驻波率圆相交的接点有两个Pmax和Pmin,可是左侧接点Pmin的rL值小于1,而且驻波率必需大于或等于1,因此Pmin不予考虑。
藉由史密斯图和已知的负载阻抗,就能够够专门快地求得在传输在线最大电压或最小电流、最小电压或最大电流的位置。
上述功能,说明了利用史密斯图就能够取得负载的复数阻抗之匹配值。
阻抗(impedance)和导纳(admittance)的转换
在解决某些类型的传输线问题时,为求方便起见都利用导纳来表示。
导纳是阻抗的倒数,其数学概念是:
Y=1/Z=G+jB,G称作电导(conductance),B称作电纳。
正常化导纳y是正常化阻抗z的倒数,因此y=1-Γ/1+Γ。
若是在史密斯图上顺时钟移转λ/4(互成反方向),zL将转换成zL。
尽管,Y参数(=[Y][V])的导纳和Z参数([V]=[Z])的阻抗,都只能代表低频电路的特性,可是与代表高频电路特性的S参数([V-]=[S][V+])类似的Y参数是由四种导纳变数组成的,藉由Y参数(一样是从所测量的S参数转换而来)能够取得晶体管闸阻抗之值,这在深次微米设计中是超级重要的。
S参数是被用来表示射频微波多端口网络(multiplenetwork)中多电波的电路特性。
■史密斯图应用范例
应用上述原理和方式,将一样的50-Ω无花费传输线之一端接有负载阻抗ZL=(25+j50)Ω,利用史密斯图能够取得:
(1)电压反射系数:
zL=ZL/Z0=(25+j50)/50=+j1,从史密斯图中能够查出反射系数的相角为83°,用尺能够量得反射系数的振幅为;因此,电压反射系数Γ=°。
(2)电压驻波比(SWR):
利用圆规在史密斯图上,以Γ=0为圆心,划一个圆(驻波率圆)通过°,那个圆和Γr相交在两点,其中一点的rL值大于1,为,亦即电压驻波比S=。
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从阻抗匹配解析射频传输线技术(3)
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距负载最近的最大电压与最小电压的位置:
最大电压在驻波率圆和Γr相交的点上,查史密斯图,此点的位置是λ,负载的位置是λ,因此它和负载的距离是lmax=λλ=λ;最小电压和最大电压的距离差λ,因此它和负载的距离是lmin=λ+λ=λ。
(4)假设此传输线长度为λ,可求出其输入阻抗和输入导纳:
λ除以λ后剩余λ,从负载阻抗在史密斯图上的位置顺时钟移动(WTG)λ,确实是输入阻抗的位置。
因此,输入阻抗的位置是在λ+λ=λ直线上,它与驻波率圆相交于一点,查史密斯图,此点即是正常化输入阻抗zin=,经转换可求得输入阻抗Zin=zinZ0=;从zin顺时钟移动λ并与驻波率圆相交于一点,能够取得正常化输入导纳yin=+,经转换可求得输入导纳Yin=yinY0=yin/Z0=+/50=(+)S(全名为Siemens,是导纳的大体计量单位)。
‧利用史密斯图反求负载阻抗
假设:
只明白一条50Ω无花费传输线的驻波比S=3,距负载最近的最小电压位置是5cm,第二是20cm,试求负载阻抗。
解决方式:
因为最小电压的间距为λ/2,因此,λ=40cm。
距负载最近的最小电压在史密斯图上的位置确实是5/40=λ。
在史密斯图上划驻波率圆,半径为3,此圆与Γr相交于两点,rL值小于1的点确实是距负载最近的最小电压,在驻波率圆上,从此点逆时钟移动λ,能够取得负载的正常化阻抗zL=-。
经转换后,就可得出负载阻抗ZL=Z0*zL=(30-j40)Ω。
阻抗匹配
阻抗匹配是电路学里的重要议题,也是射频微波电路的重点。
一样的传输线都是一端接电源,另一端接负载,此负载可能是天线或任何具有等效阻抗ZL的电路。
传输线阻抗和负载阻抗达到匹配的概念,简单说确实是:
Z0=ZL。
在阻抗匹配的环境中,负载端是可不能反射电波的,换句话说,电磁能量完全被负载吸收。
因为传输线的要紧功能确实是传输能量和传送电子讯号或数字数据,一个阻抗匹配的负载和电路网络,将可确保传输到最终负载的电磁能量值能达到最大量。
最简单的阻抗匹配方式是设计负载电路使其知足ZL=Z0的条件。
可惜这是理想的情形,在设计实务上,因为负载电路必需先知足其它必需的条件,不然负载电路就无法提供给用所需的性能,这通常都会阻碍它和传输线的阻抗匹配。
解决方案是在传输线与最终负载之间加入阻抗匹配网络(impedance-matchingnetwork),加入此网络的目的确实是为了减少传输线和此网络之间的电波反射作用。
若是阻抗匹配网络是无花费的,而且其输入阻抗ZL等于传输线的特性阻抗Z0,那么能量将能够透过它全数抵达负载端。
阻抗匹配网络能够由数个集成组件(lumpedelements)或具有特定长度和终端方式(短路或开路)的数节(sections)传输线组成。
假设是利用集成组件,一般是选用电容和电感,而不用电阻,这是为了幸免奥姆花费(ohmiclosses)。
因为阻抗匹配网络必需将负载阻抗ZL=RL+jXL的RL、XL别离与传输线特性阻抗Z0相对应的电阻与电抗值匹配,为了达到这两种转换,它至少需要「两个调整参数」或「两个自由度(twodegreesoffreedom)」。
(图四)是单株短线路(shortedsingle-stub)阻抗匹配网络,其等效电路如(图五)所示。
两个自由度是由图四中,长度各为d和l的两节传输线提供的。
图四 单株短线路阻抗匹配网络
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从阻抗匹配解析射频传输线技术(4)
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因为此单株阻抗匹配网络是以并联的方式形成,因此也称作「分路脚线(shuntstub)
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