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注入高频脉振电压的永磁同步电机I/F控制方法
注入高频脉振电压的永磁同步电机I/F控制方法
邱建琪,周成林,史涔溦
【摘要】摘要:
针对传统的开环I/F控制运用在低速区时存在的给定电流不可控、电机运行效率低、易失步的问题,提出一种新型的无位置传感器I/F控制方法。
该方法将改进算法的高频脉振电压注入法运用在传统的开环I/F控制中,对采样得到的三相电流进行信号处理以获取所需的轴系夹角信息,经由PI控制器对给定电流的幅值进行闭环调节,同时对给定电流的电角速度进行闭环补偿。
实验结果表明,在该方法下表贴式永磁同步电机可根据负载变化对给定电流幅值和电角速度进行动态调节,使其运行在最大转矩电流比状态,且具有渐进稳定性,提高了电流利用率,增强了电机抗负载扰动能力。
【期刊名称】电机与控制学报
【年(卷),期】2019(023)007
【总页数】8
【关键词】关键词:
表贴式永磁同步电机;无位置传感器控制;高频注入法;I/F控制;最大转矩电流比
基金项目:
国家自然科学基金(51837010)
0引言
永磁同步电机(permanentmagnetsynchronousmotor,PMSM)具有功率密度大、功率因数高、调速范围宽、动态响应快的优点,在电动汽车、大容量舰船电力推进系统等高性能交流传动领域中有着巨大的应用前景[1-2]。
为了实现高性能的PMSM矢量控制,多采用机械式位置传感器获取实时准确的转子位置信息,这也带来了成本过高、安装困难、可靠性低等缺陷[3]。
因此研究低成本、高可靠性的PMSM无位置传感器控制方法具有重要的意义。
PMSM无位置传感器控制方法按照其适用的转速范围不同,可分为低速运行控制方法和中高速运行控制方法。
其中中高速运行控制方法是通过电机旋转反电动势获取转子位置信息,主要有模型参考自适应法[4]、扩展卡尔曼滤波器法[5]、滑模观测器法[6-7]等。
低速运行的控制方法大多是利用电机的凸极特性获取转子位置信息,有高频旋转注入法[8]、高频脉振注入(pulsatinghighfrequencyvoltageinjection,PHFVI)法[9]、高频方波注入法[10]等。
文献[8]注入的为双向高频旋转信号,减小了定子电阻的影响,提高了位置估计准确度。
文献[9]将高频脉振信号注入到两相静止坐标系中,提高了估计系统的稳定性,但也存在依赖电机参数的问题。
文献[10]将注入高频方波信号的频率提高到开关频率的一半,去除了传统方波信号注入法中滤波器的使用,减少了时间延迟,但为了高信噪比提高的注入电压幅值限制了基波控制的电压利用率。
然而,在低速范围内普遍采用的高频注入法都需要对反馈电流处理得到位置误差角信息,再通过转子位置观测器估算出转子位置角,算法较复杂。
因此,有学者在低速区采用了开环的I/F控制方法,该方法不依赖于电机参数,算法简单,电机启动过程中无过冲电流。
通过将低速区的I/F控制方法和中高速区的观测器类无位置传感器控制方法进行复合,实现了全速度范围内的PMSM无位置传感器控制[11-13]。
但是,文献[11-12]采用的开环I/F控制方法中给定电流为固定值,电流不可控,电机运行效率低。
文献[13]则根据特定电机的转矩特性,离线调试拟合出电流频率比曲线,不具有普适性。
为解决上述问题,本文提出了一种适用于表贴式永磁同步电机(surfacepermanentmagnetsynchronousmotor,SPMSM)的双闭环I/F控制方法。
该方法将PHFVI法运用在传统的开环I/F控制中,利用反馈电流得到位置误差角信息,通过PI控制器对给定电流幅值进行闭环控制,同时对给定电流的电角速度进行实时闭环补偿。
无需转子位置观测器,改进了基本的PHFVI法的算法,可根据实际负载变化的情况动态地调节给定电流幅值和电角速度,提高了电流利用率和电机抗负载扰动能力,且能使SPMSM运行在最大转矩电流比(MTPA)状态。
1传统的开环I/F控制方法
I/F控制方法是一种转速开环、电流闭环、给定电流为固定值的控制策略,避免了起动阶段出现过冲电流。
图1为开环I/F控制方法框图。
图1中,γ、δ为虚拟转子同步轴系。
虚拟转子电角度是由斜坡函数产生的虚拟转子电角速度经积分环节得到,作为坐标变换的输入电角度,将转速由0牵引至给定值。
uγ、uδ为虚拟轴系电压控制量,iγ、iδ为虚拟轴系电流反馈量。
给定虚拟γ轴电流给定虚拟δ轴电流为固定值,其中的大小决定了开环I/F最大可带负载能力。
I/F控制下的SPMSM实际运行时,实际轴系会超前于虚拟γδ轴系,相位关系如图2所示。
转子q轴超前于虚拟δ轴,夹角为θerr。
虚拟δ轴与实际d轴之间的夹角为转矩角θ。
实际轴系机械角速度为ωr,虚拟轴系机械角速度为ωifr。
SPMSM的电磁转矩公式为
(1)
式中:
P为永磁同步电机的极对数;ψf为永磁体磁链。
SPMSM机械运动方程可表示为
(2)
式中:
J为系统的转动惯量;TL为负载转矩;B为阻尼系数。
通常来说,电机的阻尼转矩远比电磁转矩和负载转矩小。
在电机稳态运行下的转矩平衡分析中,忽略阻尼转矩项,由式
(1)、式
(2)得
(3)
SPMSM有着“转矩—功角自平衡”的特性,具备了一定的抗负载扰动能力。
虚拟δ轴电流iδ在转子q轴上的分量iδsinθ,决定了电机输出电磁转矩的大小。
以电机正转为例进行分析,当电机稳态运行时,输出的电磁转矩与负载转矩平衡,虚拟轴系与实际轴系的夹角θerr不变,转矩角θ不变。
若电机出现负载扰动,负载转矩增大,则实际轴系的电角速度减小,夹角θerr减小,转矩角θ增大,在实际q轴上的分量iδsinθ增大,输出的电磁转矩增大,使得电机在新的状态下维持了转矩平衡。
电机负载转矩减小的过程也可类推得到。
保持iδ不变,增大负载转矩,转矩角θ随之增大,当θ=π/2时,q轴分量iδsinθ达到最大,即输出电磁转矩达到可调节的最大值。
若此时负载转矩再增大,则电机输出的电磁转矩无法与之平衡,电机将进入失步状态。
故SPMSM转矩—功角自平衡的范围是
(4)
为了防止电机出现失步的情况,通常虚拟δ轴给定值都较大,使得夹角θerr留有一定的裕度,但同时也带来了电流利用率较低,电机运行效率不高的问题。
2基本的高频脉振电压注入法
通常情况下,SPMSM的轴电感Ld与q轴电感Lq大致相等,但当电机的磁路饱和时会引起d轴电感减小,从而呈现出“小凸极性”,也称为电机的饱和凸极效应。
PHFVI法利用了饱和凸极效应,在虚拟轴系中注入高频脉振电压Uhcosωht,该电压激励产生的电流使得d轴主磁路饱和,导致d轴电感减小,因此SPMSM表现出了d轴电感小于q轴电感的小凸极性。
注入的高频电压频率ωh远大于电机基波频率,且在高频状态下电机的电阻远小于电抗,可把永磁同步电机视为简单的纯电感电路。
SPMSM高频激励下的电压方程为
(5)
式中:
udh、uqh分别为dq轴电压的高频分量;idh、iqh分别为轴电流的高频分量。
实际轴系和虚拟轴系之间的电压、电流坐标变换关系为
(6)
式中:
uγh、uδh分别为轴电压的高频分量;iγh、iδh分别为γδ轴电流的高频分量。
在虚拟轴系中注入高频脉振电压:
(7)
式中:
Uh为高频脉振电压的幅值。
由式(5)、式(6)、式(7)得:
(8)
式中:
L=(Ld+Lq)/2;ΔL=(Lq-Ld)/2。
由式(8)可知,在δ轴电流高频分量iδh中含有夹角θerr信息,可对δ轴反馈电流iδ进行适当的信号处理。
将iδ通过带通滤波器(BPF)滤除其中的基频分量以及开关引起的高次谐波分量,再与高频正弦信号sinωht相乘,通过低通滤波器(LPF)得到含有夹角θerr的信号为
ksin2θerr。
(9)
式中:
k为大于0的等效系数。
将式(9)所得信号,经过转子位置观测器的解算,得到电机的估算电角度和估算角速度从而实现对电机的闭环控制。
图3为基本的PHFVI法信号处理过程框图。
但是,基本的PHFVI法在得到夹角θerr信息后,还需要通过转子位置观测器的方式才能准确得到实际转子位置信息,转子位置观测器的加入带来了算法复杂化、参数需调节的问题。
3基于改进PHFVI的双闭环I/F控制
在SPMSM的开环I/F控制基础上,提出了一种基于改进PHFVI法的双闭环I/F控制。
通过信号处理后的反馈电流中所包含的夹角θerr,构建了虚拟δ轴给定电流幅值以及其电角速度大小的实时反馈调节系统。
具体控制框图如图4所示。
3.1给定电流幅值调节
虚拟γ轴给定电流为0,虚拟δ轴给定电流为根据起动负载的大小选取的初始电流固定值,在开环I/F控制方法的虚拟γ轴中注入高频脉振电压Uhcosωht,通过对虚拟δ轴反馈电流iδ进行相应的滤波解算获得与夹角θerr有关的ksin2θerr信号。
将该信号与给定夹角值作比较,经由PI控制器调节的输出作为虚拟δ轴给定电流实现电流闭环外添加给定电流幅值闭环。
虚拟δ轴给定电流为
(10)
式中:
为控制器的比例系数;为控制器的积分系数。
以电机正转为例,起动阶段电机的夹角θerr范围为(0,π/2),则ksin2θerr大于给定夹角值使得虚拟δ轴给定电流减小。
由于电机“转矩—功角自平衡”的特性,θerr进一步减小。
当θerr足够小时,可以把该误差信号线性化为
(11)
式中:
开环I/F控制下,转矩角θ超过π/2,即夹角θerr小于0时,电机将会出现失步现象,无法正常运行。
可见,θerr=0为电机稳态的临界点。
下面对引入给定电流幅值闭环的I/F控制在该收敛状态进行分析。
实际轴系与虚拟轴系机械角速度系关系如下:
(12)
不同于内嵌式永磁同步电机存在明显的磁阻转矩,在SPMSM中注入高频脉振电压会引起饱和凸极效应,但其所产生的磁阻转矩远小于SPMSM的永磁转矩。
因此电磁转矩公式仍可用式
(1)表示。
由式
(1)、式
(2)、式(12)得
(13)
选取系统状态变量:
(14)
结合式(11)、式(13)、式(14)可得系统状态方程:
(15)
该系统是一个复杂的非线性系统,平衡点为对平衡点进行线性化处理:
(16)
式中:
式(16)的特征方程行列式为
(17)
根据劳斯—赫尔维茨判据,由式(17)可知
(18)
只要PI控制器比例系数积分系数满足式(18)的条件,引入给定电流幅值闭环的I/F控制在θerr=0处是渐进稳定的,经由PI闭环调节可收敛至平衡点。
3.2给定电流电角速度补偿
开环I/F控制中给定电流的电角速度是根据斜坡函数给定的。
若电机稳态运行过程中出现负载扰动,实际轴系的转速改变,而虚拟轴系仍按照给定转速运行,则转子轴系夹角θerr产生明显的改变,甚至会造成电机失步。
为了进一步提高电机的抗负载扰动能力,在给定电流幅值闭环的基础上,根据负载变化对给定电流电角速度进行实时闭环补偿:
(9)
式中:
分别为补偿后的给定电流电角速度;kω为大于0的可调参数。
对式(19)进行分析,在电机稳态运行时,实际轴系与虚拟轴系相重合,夹角θerr为0,对应的kωksin2θerr也为0,实际轴系与虚拟轴系的转速相等,相位关系如图5所示。
若电机出现负载扰动,负载转矩加大,实际轴系转速减小,则虚拟轴系将超前于实际轴系,夹角θerr小于0,kωksin2θerr也小于0。
此时,减小,虚拟轴系转速下降,使得夹角θerr不会产生过大的改变,防止了电机失步。
经过给定电流幅值闭环的动态调节,虚拟轴系与实际轴系相重合,夹角θerr重新收敛为0,给定电流电角速度补偿值等于给定电角速度电机运行于原稳态。
同样,电机负载转矩减小的过程,也可类推得到。
该方法去除了基本的高频脉振电压注入法中的转子位置观测器,简化了算法,相较于传统的开环I/F控制,拓宽了电机稳定运行转矩角区域,提高了电机的抗负载扰动能力,同时也使得电机能稳定运行在MTPA状态,提高了I/F控制效率。
4实验验证
为了验证本文提出的基于改进PHFVI法的双闭环I/F控制方法在低速区的运行效果,搭建了如图6所示的SPMSM驱动实验平台,对电机的起动阶段至稳态运行以及突加突减负载进行了对比实验。
主控芯片采用的是TI公司的TMS320F28035,开关频率为10kHz。
所用电机为额定转速3000r/min的4对极SPMSM。
将SPMSM与一台永磁同步发电机同轴连接,通过永磁同步发电机的三相输出至整流器再连接负载电阻,释放出SPMSM产生的能量。
改变负载电阻的阻值,可以调节SPMSM的负载转矩。
以下所有双闭环I/F控制方法中注入的高频脉振电压的幅值均为20V,频率均为1000Hz。
本实验采用2种方式采集所需数据:
通过泰克TPS2024型示波器记录三相电流数据并处理;通过RAM实时存储电机转速、转子轴系夹角、虚拟轴系给定电流等数据,待电机停机后再将数据导出处理。
图7给出了带载电机分别在开环I/F控制和双闭环I/F控制方法下由起动到转速300r/min的运行过程。
由图可见,电机转速能跟踪给定的转速曲线,且波形较为平稳。
图8为开环I/F控制下带载电机由起动到转速300r/min的运行过程中各状态量的运行结果,从上到下依次是δ轴给定电流值转子轴系夹角θerr、A相反馈电流值ia。
δ轴给定电流值维持2A不变,电机稳态运行时夹角θerr约为35°,且A相反馈电流值ia维持在-2~2A之间。
由此可见,电机的转矩角约为,电机的实际运行效率并不高。
相应的,图9为双闭环I/F控制下带载电机由起动到转速300r/min的运行过程中各状态量。
由于δ轴给定电流值由初始给定电流2A逐渐收敛至1.55A,根据电机“转矩—功角自平衡”的特性,电机的夹角θerr就由初始定位的较为平缓的收敛至0°,且相反馈电流值ia区间相比开环I/F控制有所减小。
电流利用率相比开环I/F控制有了明显的提高,电机稳态运行在转矩角θ为90°的状态,即MTPA。
图10分别为开环I/F控制和电角速度未补偿的单闭环I/F控制下,于1.5s突加一倍负载的电机转速和电流波形。
在开环以及只有给定电流幅值闭环的状态下,若突加负载,电机将进入失步状态。
由此可见在这2种方法下,电机的抗负载扰动能力不强。
图11为双闭环I/F控制方法在带载电机稳态运行时突加负载、突减负载,记录下各状态量的运行结果。
带载电机在2.5s时同样也突加一倍的负载,由于负载转矩增大,电机转速有所减小。
此时经由电角速度补偿的作用,虚拟轴系转速也减小,将夹角θerr控制在-23°以内。
δ轴给定电流值通过PI控制器调节至2.5A,根据功角特性,夹角θerr重新收敛在±4°,转速稳定在±2r/min。
带载电机在9.5s时突减至初始稳态负载,由于负载转矩减小,电机转速有所上升,电角速度的补偿使得虚拟轴系转速也上升,控制夹角θerr在+15°以内。
轴给定电流值通过PI控制器调节重新降回1.55A,根据功角特性,夹角θerr收敛在±4°,转速稳定在±2r/min。
由此可见,该方法可根据负载的变化对给定电流幅值和电角速度进行动态地闭环调节,以保持电机运行在MTPA状态,且具有较强的鲁棒性。
5结论
本文提出了一种基于改进PHFVI法的双闭环I/F控制方法,将算法改进了的高频脉振电压注入在传统的开环I/F控制方法中,可根据负载的变化动态地调节δ轴给定电流幅值和电角速度,使得夹角θerr收敛至0°,即转矩角为90°。
和传统的开环I/F控制方法对比,提高了电流利用率,加强了抗扰动能力,电机运行在最大转矩电流比状态。
实验结果证明了基于改进PHFVI法的双闭环I/F控制优于传统的开环I/F控制。
参考文献:
[1]LARAJ,XUJ,CHANDRAA.Effectsofrotorpositionerrorintheperformanceoffield-oriented-controlledPMSMdrivesforelectricvehicletractionappli-cations[J].IEEETransactionsonIndustrialElectron-ics,2016,63(8):
4738.
[2]马伟明.舰船综合电力系统中的机电能量转换技术[J].电气工程学报,2015,10(4):
3.
MAWeiming.Electromechanicalpowerconversiontechnologiesinvesselintegratedpowersystem[J].JournalofElectricalEngineering,2015,10(4):
3.
[3]LUOX,TANGQ,SHENA,etal.PMSMsensorlesscontrolbyinjectingHFpulsatingcarriersignalintoestimatedfixed-frequencyrotatingreferenceframe[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics,2016,63(4):
2294.
[4]张洪帅,王平,韩邦成.基于模糊PI模型参考自适应的高速永磁同步电机转子位置检测[J].中国电机工程学报,2014,34(12):
1889.
ZHANGHongshuai,WANGPing,HANBangcheng.Rotorpositionmeasurementforhigh-speedperma-nentmagnetsynchronousmotorsbasedonfuzzyPIMRAS[J].ProceedingsoftheCSEE,2014,34(12):
1889.
[5]张猛,肖曦,李永东.基于扩展卡尔曼滤波器的永磁同步电机转速和磁链观测器[J].中国电机工程学报,2007,27(36):
36.
ZHANGMeng,XIAOXi,LIYongdong.Speedandfluxlinkageobserverforpermanentmagnetsyn-chronousmotorbasedonEKF[J].ProceedingsoftheCSEE,2007,27(36):
36.
[6]鲁文其,胡育文,杜栩杨,等.永磁同步电机新型滑模观测器无传感器矢量控制调速系统[J].中国电机工程学报,2010,30(33):
78.
LUWenqi,HUYuwen,DUXuyang,etal.Sensorlessvectorcontrolusinganovelslidingmodeobs-erverforPMSMspeedcontrolsystem[J].ProceedingsoftheCSEE,2010,30(33):
78.
[7]李冉.永磁同步电机无位置传感器运行控制技术研究[D].浙江.浙江大学,2012.
[8]TANGQP,SHENA,LUOX,etal.IPMSMsensorlesscontrolbyinjectingbi-directionalrotatingHFcarriersignals[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2018,PP(99):
1.
[9]李孟秋,王龙.一种改进的永磁同步电机低速无位置传感器控制策略[J].电工技术学报,2018,33(9):
1967.
LIMengqiu,WANGLong.Animprovedlowspeedsensorlesscontrolstrategyforpermanentmagnetsynchronousmotor[J].TransactionsofChinaElectro-technicalSociety,2018,33(9):
1967.
[10]张航,刘卫国,彭纪昌,等.基于方波电压信号注入的表贴式永磁同步电机饱和凸极性响应分析及转子位置估计[J].电工技术学报,2017,32(16):
106.
ZHANGHan,LIUWeiguo,PENGJichang,etal.Saturationsaliencyresponseanalysisandrotorpositionestimationbasedonsquare-wavevoltagesign-alinjectionforsurface-mountedpermanentmagnetsynchronousmotor[J].TransactionsofChinaElectro-technicalSociety,2017,32(16):
106.
[11]王子辉,叶云岳.反电势算法的永磁同步电机无位置传感器自启动过程[J].电机与控制学报,2011,15(10):
36.
WANGZihui,YEYunyue.Researchonselfstartupstatesprocessofback-EMFbasedsensorlessvect-orcontrolofPMSM[J].ElectricMachinesandControl,2011,15(10):
36.
[12]张耀中,黄进,康敏.永磁同步电机无传感器控制及其启动策略[J].电机与控制学报,2015,19(10):
1.
ZHANGYaozhong,HUANGJin,KANGMin.Sensorlesscontrolandstart-upstrategyofpermanentmagnetsynchronousmotor[J].ElectricMachinesandControl,2015,19(10):
1.
[13]刘计龙,肖飞,麦志勤,等.IF控制结合滑模观测器的永磁同步电机无位置传感器复合控制策略[J].电工技术学报,2018,33(4):
919.
LIUJilong,XIAOFei,MAIZhiqin,etal.Hybridposition-sensorlesscontrolschemeforPMSMbasedoncombinationofIFcontrolandslidingmodeobserver[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2018,33(4):
919.
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