多电平变换器拓扑生成方法28542.docx
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多电平变换器拓扑生成方法28542
多电平变换器拓扑生成方法——基本单元法
电研41吴姗姗(035307)
1.概述
多电平变换器作为一种适用于高压、大功率变换的电力电子电路拓扑,自上世纪80年代初被提出之后,引起了学术界和工业界的广泛关注。
至今已形成了二极管箝位型,电容箝位(飞跨电容)型,级联型等三种基本的电路拓扑结构。
在这一领域的研究当中,从多电平概念提出之初,研究者们就一直致力于其基本电路拓扑结构的研究,希望能找到多电平变换器的统一拓扑,从而使多电平变换器拓扑结构的研究更加系统化。
但是从目前的研究结果来看,这一想法是不切实际的。
浙江大学的吴宏祥博士转变研究思路,提出了基于基本构成单元的多电平变换器拓扑结构的新思路和方法,从而将多电平变换器拓扑结构的研究统一在基本构成单元的范畴内。
根据这一研究思路,不仅可以得到已有的三种基本多电平变换器拓扑,而且可以推导得到一系列新的拓扑结构,从而为多电平变换器拓扑结构的研究提供了一个新的指导原则。
2.多电平变换器基本构成单元
多电平电路的实现有很多方式,但是从电路原理的角度,为得到所要输出的多层电平,至少应该具有两个条件:
1.在输入侧有基本的直流电平;2.需要相应的由有源和无源开关器件组成的基本变换单元,将基本电平合成实现输出的多电平。
对于第一个条件,目前获得基本电平的方式有这样几种:
1.只引入一组直流母线,然后用电容进行直接分压(如图1a);2.同样只要一组直流母线,再用悬浮的电容与之组合提供不同的电平,悬浮电容则在开关的外加控制之下由直流母线进行充电,保持所需的电压水平(如图1b);3.直接由多组互相分立的直流源获得(如图1c)。
前两种可以认为是属于串联直流电源模型,而第三种则是属于分立直流电源模型。
图1a图1b图1c
对于第二个条件,基本变换单元的构成应该具备几个基本特性:
首先,它必须是可控的,这样才能在适当的时刻进行适当的开关动作,从而按要求合成输出电平,因此它必须包含有源器件;其次,还需要无源器件和对应的有源器件成对出现且导通方向相反,以保证能量流动的连续性和双向性。
这样,将基本电平和基本变换单元相配合就可以得到构成多电平变换器的基本单元。
最简单的就得到了如图2所示的电路结构。
很明显这是普通两电平变换器的一个桥臂,从这个角度上说明了两电平变换电路是多电平电路的一个特例。
图2多电平变换器的基本单元
这个电路只能输出两种电平,为了实现多电平,最简单的思路就是将这样的单元结构进行串联(图3a)或并联(图3b)。
前者在输出端可以得到四种电平的输出电压,V1-V2,V1-V3,V2-V3,0;而后者就是一个普通的全桥电路,如果采用单极性调制,在它的输出端可以得到三个电平,V1-V2,0,V2-V1。
图3a基本单元的串联图3b基本单元的并联
为了得到更多的电平,就需要用基本单元进行更复杂的组合。
有两种基本的扩展方式。
第一种是先串联再并联,即先将多个基本单元进行串联,然后将N-1级的接到N级的输出上,将N-2级的接到N-1级的输出上,依此类推进行并联,得到如图4a所示的电路结构。
另一种则是先并联再串联,即先将基本单元并联,形成全桥电路,再将多个这样电路的输出端进行串联,得到如图4b所示的电路结构。
图4a的电路被称为一种“通用的多电平变换电路拓扑”,因为位型多电平变换器都可以从中推导得到,并且以此为基础,对其中一些器件加以去除,可以得到许多实际应用的电路拓扑形式。
这一电路以及相关的实用拓扑后文将有详细介绍。
但是这一“通用”拓扑有很多局限性,无法从中导出级联型多电平变换器拓扑。
而图4b是基本单元的另一个应用,得到的电路拓扑就是前述分立直流电源的多电平电路的实际构形,即级联型多电平变换器拓扑。
基本构成单元的不同组合可以生成不同电平数以及不同电路特性的多种电路,对这些电路根据需要加以简化就可以得到适合实际应用场合的多电平电路拓扑。
因此,对于基本构成单元组合方式的进一步研究,有助于发现新的实用的拓扑结构。
同时,这种基本单元是基于现有的电路拓扑总结得出的,基本上能涵盖大部分现有的可能方案。
图4a基于两电平桥臂和基本单元图4b基于两电平桥臂和基本单元
串—并思想的多电平变换器拓扑并—串思想的多电平变换器拓扑
3.多电平电路拓扑结构及其分类
前文已经提到,多电平电路的拓扑结构是研究的一大热点,尤其是最近几年,各种新型的拓扑层出不穷。
按单一直流电源和多个直流电源分,可以做如下的分类:
(图5)
图5电压型交直交多电平逆变器分类图
按基本构成单元先串后并和先并后串分,可作如下的分类:
(图6)
图6
下面就按基本构成单元先串后并和先并后串分类的思路来详细介绍各个电路拓扑结构。
3.1基本单元先串后并的拓扑结构
图7所示的电路拓扑是一种五电平电路拓扑,被称为五电平P2逆变器。
可以看出,该电路就是基于两电平桥臂和基本单元串—并思想的一种多电平变换器拓扑结构。
因为基本单元是一个两电平的单相电路(atwo-levelphaseleg),所以由它组成的多电平结构又叫做P2多级逆变器。
下面将要介绍的二极管箝位型、电容箝位型、混合箝位型多电平变换器电路拓扑都是在这个拓扑的基础上去除某些元件得到的,因此都可以归为是由基本单元串-并方法得到的电路拓扑。
3.1.1二极管箝位式多电平结构
图8所示为二极管箝位式五电平电路的基本结构。
在直流侧有4个电容,设直流侧电压为Vdc,则每个电容的电压为Vdc/4,箝位二极管的作用是使每个开关器件的耐压保持为一个直流侧电容的电压水平。
通过开关组合,输出为5种电平的组合。
该电路结构每一相实际上就是图7中去除所有箝位开关Sc以及除母线电容以外的所有电容后得到的,如图9所示。
下面以图8中a点为例具体解释如何输出阶梯型的多电平(设直流侧电位的最低点,0,为输出参考点):
(1)开通所有上半桥开关Sa1、Sa2、Sa3、Sa4,输出电压为Va0=Vdc。
(2)开通开关Sa2、Sa3、Sa4、Sa’1,输出电压为Va0=3Vdc/4。
(3)开通开关Sa3、Sa4、Sa’1、Sa’2,输出电压为Va0=2Vdc/4。
(4)开通开关Sa4、Sa’1、Sa’2、Sa’3,输出电压为Va0=Vdc/4。
(5)开通开关Sa’1、Sa’2、Sa’3、Sa’4,输出电压为Va0=0。
表1给出了开关状态与输出电压的关系,其中“1”代表开关开通,“0”代表开关关断。
从中可以看出上下半桥的开关互补,以a为例互补开关是(Sa1,Sa’1)、(Sa2,Sa’2)、(Sa3,Sa’3)、(Sa4,Sa’4)。
图8二极管箝位式五电平电路
图9去除箝位开关及电容后得到的二极管箝位式系统
表1二极管箝位式多电平电路开关状态与输出电压的关系
输出电压
Va0
开关状态
Sa1
Sa2
Sa3
Sa4
Sa’1
Sa’2
Sa’3
Sa’4
V5=Vdc
1
1
1
1
0
0
0
0
V4=3Vdc/4
0
1
1
1
1
0
0
0
V3=2Vdc/4
0
0
1
1
1
1
0
0
V2=Vdc/4
0
0
0
1
1
1
1
0
V1=0
0
0
0
0
1
1
1
1
这种二极管箝位式电路具有以下特点:
(1)嵌位二极管数目多。
尽管主开关器件只要承受一个直流电容的电压(直流电压的N-1分之一),但箝位二极管的需承受不同的反向电压。
如若Sa’1~Sa’4开通,Da’1与Dva3需要承受3Vdc,同时,Da2与Da’2需要承受2Vdc,Da1与Da’3只要承受Vdc。
假设每个箝位二极管都选用与主开关器件同样的耐压,就需要在反向电压高的地方采用多个串联,则每相需要的箝位二极管的个数为(N-1)(N-2)。
这个数字随电平级数的增加而快速增加,因此这种电路在实际的应用中的输出电平级数不可能很高,一般被限制在7或9级。
(2)主开关器件的需要电流容量不相等。
从表一可以看出,各个开关的导通是不对称的,越靠近中间导通的时间越长,则电流容量越大。
(3)电容电压不平衡。
由于各级电容参与输出的时间不同,各级电容在工作中的电压出现不平衡。
对于输出功率因数为0的情况,各级电容在半个输出周期内自行平衡其电压。
但对于有有功输出的情况下,如果不对其进行平衡,将严重影响电路的工作。
3.1.2电容箝位多电平电路结构
图10是电容箝位式5电平全桥电路的结构图。
两条臂的结构完全一样,其中每条臂有三层平衡电容。
若所有的电容的容量相同,并且与主开关有相同的耐压,则M级电平需要M-1个直流侧电容。
相对于二极管箝位式,电容嵌位式更加灵活。
图10电容箝位式五电平电路
该电路结构每一相实际上就是图7中去除所有箝位开关Sc以及Dc后得到的,如图11所示。
以图10中a相为例,其输出有以下几种情况:
(1)当Va=Vdc,开通上半臂开关Sa1~Sa4。
(2)当Va=3Vdc/4,有三种组合:
(a)开通Sa1、Sa2、Sa3、Sa’4(Va0=Vdc-Vdc/4)。
(b)开通Sa2、Sa3、Sa4、Sa’1(Va0=3Vdc/4)。
(c)开通Sa1、Sa3、Sa4、Sa’2(Va0=Vdc-3Vdc/4+Vdc/2)。
(3)当Va=Vdc/2,有6种开关组合:
(a)开通Sa1、Sa2、Sa’3、Sa’4(Va0=Vdc-Vdc/2)。
(b)开通Sa3、Sa4、Sa’1、Sa’2(Va0=Vdc/2)。
(c)开通Sa1、Sa3、Sa’2、Sa’4(Va0=Vdc-3Vdc/4+Vdc/2-Vdc/4)。
(d)开通Sa1、Sa4、Sa’2、Sa’3(Va0=Vdc-3Vdc/4+Vdc/4)。
(e)开通Sa2、Sa4、Sa’1、Sa’3(Va0=3Vdc/4-Vdc/2+Vdc/4)。
(f)开通Sa2、Sa3、Sa’1、Sa’4(Va0=3Vdc/4-Vdc/4)。
(4)当Va=Vdc/4,有三种组合
(a)开通Sa1、Sa’2、Sa’3、Sa’4(Va0=Vdc-3Vdc/4)。
(b)开通Sa4、Sa’1、Sa’2、Sa’3(Va0=Vdc/4)。
(c)开通Sa3、Sa’1、Sa’2、Sa’4(Va0=Vdc/2-Vdc/4)。
(5)当Va=0,开通所有下半臂Sa’4~Sa’1。
图11去除箝位开关及二极管后得到的电容箝位式系统
表2给出输出电压与一种开关组合的关系。
从中可以看出电容嵌位式也有电容容量不相等的问题。
表2电容箝位式电路输出与开关组合的关系
输出电压
Va0
开关状态
Sa1
Sa2
Sa3
Sa4
Sa’4
Sa’3
Sa’2
Sa’1
V5=Vdc
1
1
1
1
0
0
0
0
V4=3Vdc/4
1
1
1
0
1
0
0
0
V3=2Vdc/4
1
1
0
0
1
1
0
0
V2=Vdc/4
1
0
0
0
1
1
1
0
V1=0
0
0
0
0
1
1
1
1
这种电容箝位式电路有以下特点:
电容箝位式最大的问题是需要大量的箝位电容。
如果电容的耐压与主开关相同,对于M级电平电路,除去直流侧的N-1个电容外每相还需要(N-1)×(N-2)/2个辅助电容。
而二极管箝位电路只要N-1个电容。
对于电容平衡的问题,可以用输出相同电压不同开关组合对电容进行冲放电来解决,但是由于电容太多,如何选择开关组合将非常复杂,并要求较高的频率。
3.1.3混合箝位式多电平电路结构
研究表明,在普通二极管箝位NPC拓扑中,桥臂内侧的器件存在关断过电压问题,也即在关断的时候器件上可能会承受过电压的冲击。
为了解决这个问题,韩国学者Young-SeokKim等将二极管箝位和电容箝位结合起来,提出一种新型拓扑结构,如图12所示。
和二极管箝位拓扑相比,该拓扑仅在结构上增加了一个箝位电容Cx,但正是该箝位电容的存在,解决了不少问题。
假如没有Cx,当G1关断时,由于线路中杂散电感的存在,G1两端会产生感应电势,但由于箝位二极管D1的存在,使得G1两端电压最终被箝位在电容C1的电压上,过电压不会维持;对于G4,箝位原理和G1相同;但对于G2或G3来说,情况有所不同,二极管D1和D2无法为其提供箝位通路(如果过压超过直流母线电压Ed,则可以通过电容C1和C2放电,但这已超过G2和G3的正常耐压水平了),过电压就无法消除。
通常情况下,如果过电压现象较为严重,就需要考虑对器件G2和G3加单独的吸收回路(如RCD等)。
当电平数增加时,除了外围的6个器件,所有内侧开关器件都可能需要辅助吸收回路,这就大大增加了系统的复杂程度,也提高了成本。
图12混合箝位式电路结构
加入Cx后,由于Cx分别和反向二极管Df2或Df3的构成了箝位电路,使得G2或G3关断时产生的过电压被箝位(Cx的电压和C1、C2相同)。
对于更多电平的情况(如图1-5(b)),箝位原理相同,可以免去复杂的吸收回路。
在开关模式方面,该拓扑和电容箝位式拓扑相同,比二极管箝位式更加灵活。
总的说来,箝位电容Cx具有以下作用:
a.可以减轻桥臂内侧器件上的过电压问题;
b.可以为电流提供双向通路;
c.可以更好地实现电容电压的均衡。
图13是二极管/电容混合箝位多电平电路,可以比较好的解决单纯的二极管箝位式多电平电路的内侧开关管的耐压问题。
图13二极管/电容混合箝位多电平电路
该电路结构实际上就是图7中去除所有箝位开关Sc后得到的,如图14所示。
图14去除箝位开关后得到的二极管-电容箝位式系统
3.1.4通用箝位型多电平结构
FangZ.Peng在综合了多种箝位型多电平(如二极管箝位式、电容箝位式,二极管电容箝位式等)电路的特性后,在2000年的IAS年会上提出了一种通用型的多电平拓扑结构,如图15所示。
该拓扑是用特定的单元搭积而成的,其中每个单元的电压等级相同。
单元可以是多种形式,例如普通两电平半桥、二极管箝位三电平半桥、电容箝位三电平半桥等等。
图1-7给出的是用两电平半桥单元组成的拓扑结构,第一级由一个单元组成,可以输出两个电平;第二级由两个单元组成,和第一级一起可以输出3个电平;如此类推,可以构成一个M电平拓扑。
由于可控开关器件多,该拓扑开关模式极其灵活(多种冗余矢量)。
该拓扑工作时,具有如下特点:
a.每一级都是独立工作的;
b.每一级中相邻的开关器件是互锁的;
c.一级中如果有一个器件的开关状态被确定,则其余器件的开关状态就可以根据互锁原则唯一确定。
虽然该拓扑使用了大量的箝位开关、二极管及电容,但通过特定的开关模式,该结构可以实现电容电压的自平衡,无需特殊的均压电路或复杂的电容均压控制就可实现更多电平(N>3),相比各种普通箝位型多电平拓扑来说极具优势。
另一方面,其通用意义是指该拓扑具有高度的概括性。
前面所述的二极管箝位、电容箝位、二极管电容混合箝位及其各种衍生的多电平结构,都可以看作该通用拓扑的一种特例。
更有意义的是,只要对该结构稍作改动,还可以进一步派生出更多新型的多电平结构,一种方式是通过取消某些箝位器件,例如取消不同的箝位开关及电容,就可以得出不同的二极管箝位拓扑;另一种方式用其他形式的单元代替两电平单元,例如使用三电平单元,就可以用更少的级数实现更多的电平。
这种拓扑可以很方便地应用于无磁路连接、高效紧凑,低电磁干扰的能量变换系统中,如DC/DC变换器,电压型逆变器等,因此具有很好的研究应用前景。
图15通用箝位型多电平结构
前面提到的图7即为这种新型的自平衡多电平结构单相的拓扑。
所以前面提到的各种箝位式拓扑结构都可以通过改动图7得到。
另外还可以得到一种改进的背对背的二极管钳位式系统,如图16所示。
图16改进的背对背式二极管钳位系统
下面以5电平电路为例,具体介绍自平衡多电平结构的原理和电路分析。
在图7中,用实线标出的开关管Sp1-Sp4和Sn1-Sn4,二极管Dp1-Dp4和Dn1-Dn4是电路的的主要器件,通过它们合适的的开通和关断,可以产生希望得到的电压波形。
其余的开关管和二极管的通断则起到了钳位和平衡电压的作用。
每一级受到的电压应力是1Vdc,各个级的电压平衡通过钳位开关管和钳位二极管实现。
在电路拓扑中,开关的作用有如下规律:
1、每个开关极是一个独立的开关单元;2、每个开关极相邻的任何两个开关都是互补性质的;3、在一个开关极和周围互补开关组成的范围内,任何一个开关的状态一旦确定,其他开关的状态也即由电路规律随之确定。
通过开关的通断来实现电压自平衡的工作原理见图17a和图17b。
表3总结了当输出电压为0,1Vdc,2Vdc,3Vdc,和4Vdc时的开关工作状态。
表中只给出了Sp1-Sp4的工作状态,因为它们的状态唯一的确定了其余开关的状态。
注:
(1)电容通路指的是,对于每种开关状态,连接到输出端的电容的连接方法。
“+”表明电容的正极连接到输出端,“-”则表明电容的负极连接到输出端。
(2)“1”代表开通,“0”代表关断。
这种可电压自平衡的P2多电平拓扑的特点是:
该系统的电能损耗反比于电容量和开关频率。
提高开关频率和加入一些特定的开关状态可以大大减小损耗,提高系统效率。
相比起一般的二极管钳位和电容钳位式拓扑,该系统各级的中点电压都能得到很好的控制。
对一个M级电平的P2逆变器系统,所需的开关器件/二极管数目为M*(M-1);需要的电容器数量为M*(M-1)/2。
计算简单,器件应力可达到最小化。
这种通用的多电平拓扑的应用还包括,开关电容DC-DC变换器和倍压电路;此外,结合其他电路的使用还可实现双向的DC-DC变换。
也可以用三电平单元代替两电平单元(P2)来实现多电平变频器。
3.1.5层叠式多单元变流器(StackedMulticellConverter)
使用传统的电容箝位式拓扑实现多电平时,电压等级的升高使得变流器中存储的能量增加,这直接导致了箝位电容个数和总体积的急剧增大。
例如,当电容承受的电压上升一倍时,原来使用一个电容的地方通常要用两个电容串联,为了维持总电容量,则需要并联,因此两并两串共需要四个电容。
特别是对于6kV以上的系统,电容的体积及价格因素是系统设计及应用中必须考虑的问题。
为此法国学者G.Gateau、T.A.Meynard和H.Foch提出了层叠式多单元变流器(SMC),该拓扑由电容箝位式拓扑层叠构成,图18给出了一相SMC的示范结构。
在图18所示拓扑中,直流母线电压为E,使用2个电路层叠(Stage1和Stage2),每一层由三个单元组成一个四电平电容箝位电路。
每一层都是由图7所示的拓扑去掉所有箝位开关Sc以及Dc,并把每条支路上的多个电容看作一个电容得到的。
所以可以归为基本单元先串后并。
该拓扑工作时,其中每个单元中的两个开关器件互锁(例如开关A3E2和B3E2互锁)。
箝位电容CiEj上的电压为
,其中n为层数,p为一层的单元数,
,
。
总的输出电平数为
,则图18所示拓扑一相可以输出7个电平。
图18一相SMC示范结构
显然,当电压等级相同时,由于层叠式变流器中电容电压降低了一半,总的电容数反而减少了;并且层叠技术使得变流器中储存的能量减少,减少量和层叠的层数成正比,因此层叠式变流器可以使用更小体积的电容,进一步减少了装置的体积。
此外层叠数目越多,输出电平数也越多,大大改善了输出电压的波形。
该拓扑的出现不但改良了电容箝位式多电平拓扑,也为多电平技术的研究拓宽了视野。
例如,受该拓扑的启发,谭卓辉博士以二极管箝位拓扑为基础,提出了一种新型层叠式多电平结构(以A相为例),如图19所示。
该电路由两个三电平电路层叠而成,其中Sa11、Sa12、Sa13、Sa14和Da11、Da12构成了第一层(stage1),而Sa21、Sa22、Sa23、Sa24和Da21、Da22构成了第二层(stage2)。
当第一层工作时,第二层除Sa21、Sa22所有开关器件封锁,可以输出E/2、E/4、0三种电平;当第二层工作时,第一层除Sa13、Sa14所有开关器件封锁,可以输出0、-E/2、-E/4三种电平。
因此可以构成一个五电平输出拓扑结构。
由于层和层之间的控制相对独立,各层的电容电压均衡可以用普通三电平中点电压平衡技术实现,控制上并不复杂。
通过增加层数,很容易就可以实现更多的电平输出(例如三电平层叠可以输出2n+1个电平,n为层数)。
值得注意的是,对于层叠式多电平结构,通过增加单元数(横向)既可以提高耐压又可以增加输出电平,而增加层数(纵向)只能增加电平数。
图19新型层叠式五电平拓扑结构
3.1.6带辅助变流器型多电平结构
图20给出了一种新型的五电平拓扑,其主变流器是一个三电平NPC变流器,提供阶梯方波输出(开关频率和基波相同);辅助的单相三电平桥臂工作频率为三倍的基波频率,并通过一个变比为1:
k的变压器和主变流器的中点耦合,以达到消除特定谐波的效果。
这个电路可以看作第一级基本单元的输出作为后面三个基本单元的输入,即第一级和后面三级串联,但没有体现出并联,所以只能勉强归为基本单元先串后并。
当辅助桥臂不工作时,主变流器相电压输出只有E/2、0和-E/2三个电平;当辅助桥臂工作时,由于耦合变压器的作用,主变流器的中点电压可以是kE/2、0和-kE/2三种情况,因此主变流器相电压输出就可以实现E/2、kE/2、0、-kE/2和-E/2五种电平。
对于普通的五电平NPC拓扑来说,一共有53=125个空间电压矢量,其中有61个不同的矢量;但对于该拓扑来说,由于主变流器三相的中点电压由辅助变流器的输出决定,因此无法同时获得独立的kE/2、0和-kE/2电平,例如无法选择输出为(kE/2,-kE/2,E/2)的电压矢量。
当
或0时,该拓扑最终只能得到43个不同的空间电压矢量,比普通的五电平NPC结构少了18个,但比普通三电平NPC结构(有19个不同的空间电压矢量)多出了24个。
和普通的五电平NPC结构相比,优点在于该结构可以节省大量的开关器件,而只增加了一个耦合变压器,总体成本有所降低。
它的提出,主要是要解决高压大容量变流器低开关频率下的谐波抑制问题。
更进一步,利用多重化技术,把多个该类型变流器用变压器耦合输出,可以达到更好的效果。
图20带辅助变流器型多电平结构
3.2基本单元先并后串的拓扑结构
基于基本单元并—串思想的电路拓扑主要是具有独立直流电源的级联逆变器多电平变换器。
这是一种较为新颖的多电平变换器拓扑结构。
图21给出了这种电路的五电平单相结构图。
图21单相级联型五电平变换器主电路
由图可见,它由4个单相全桥电路级联而成,每个独立直流电源给一个单相全桥逆变器供电,不同电平逆变器的交流电压串联起来,显然,这种电路不需要大量箝位二极管和电容,但需要多个独立电源。
具体来说,对这种类型的n电平单相电路,需要(n-1)/2个独立电源,2(n-1)个主开关器件。
图22给出了图21电路的输出波形。
另外,这种电路也存在类似电容箝位电路的多开关状态组合的特点。
图22单相级联型五电平变换器输出电压波形
级联式多电平变换器的结构特点如下:
优点:
(1)电平数越多,输出电压谐波含量越少;
(2)阶梯波调制时,器件在基频下开通关断,损耗小,效率高;
(3)无需箝位二极管和电容,与二极管箝位核电容箝位相比,对于相同电平数,所需器件最少,易于封装;
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- 电平 变换器 拓扑 生成 方法 28542