天线驻波比的测量方法.docx

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天线驻波比的测量方法

频通过式功率计的应用

在传统的通信系统中，通常采用AM，FM或PM调制方式。

这些发射机的射频功率测量可以用线性连续波（CW）功率计完成。

在现代通信系统中，广泛采用了数字调制方式，其射频功率的测试方法也随之改变了。

在本文中，首先讨论了通过式功率计的工作原理，及数字调制信号的射频功率的定义，理解了这些定义将有助于射频功率的正确测量。

然后例举了通过式功率计在通信系统中的应用。

一、通过式功率计的工作原理

射频功率可由两类仪器来测量：

热偶式功率计和通过式功率计。

1.1热偶功率计

热偶式测试法是先将射频功率转换为热能，测出其所产生的能量的总和，再将其转换为相应的功率读数（瓦特）。

在热偶式测量法中，其测试结果基本上不受信号波形的影响。

但热偶式功率计的成本，物理尺寸，测试响应时间，所需的附件设备，电缆和交流电源都决定了它不能得到广泛的应用。

1.2通过式功率计

在1952年，BIRD公司的创始人J.RaymondBird发明了通过式功率计原理Thruline@技术。

从此，通过式功率测量法成为射频功率测量的工业标准一直至今。

在工程应用及工程计量中，通过式功率计的作用是任何其它功率测试手段所无法替代的。

Thruline?

通过式功率测量法的原理如下（见图1）：

通过式射频功率计实际上是一种信号激励装置，采用了一个无源的二极管射频传感器。

在同轴线的一侧装有一个定向的，半波二极管检波电路，并将其接到一个已校正的表头以读出有效值功率。

检波电路与传输线通过介质耦合，并根据置于传输线旁的传感器的方向取样出正向和反射功率。

图1、通过式功率测量法

Thruline@功率计的代表产品是BIRD公司的43型功率计（见图2），它自发明以来已经有超过25万台在全世界范围得到应用。

43采用了无源线性二极管检波技术，可以测量单载频的FM，PM和CW信号的功率，或者与校准信号的峰均功率比完全一致的信号。

图2、连续波（CW）功率计的代表产品——BIRD43

二、模拟调制和数字调制的射频信号

不同的射频调制信号的功率测量方法是不同的，让我们首先来比较一下不同的调制信号各有什么特点。

2.1连续波（CW）和模拟调制信号

图3所示为连续波（CW）信号的波形，其特点是峰值包络是恒定的，FM和PM信号也同样。

图3、连续波（CW）信号的波形

PM和PM调制常见于双向无线电对讲机、寻呼发射机和调频广播等，可采用传统的连续波（CW）功率计（如BIRD43）进行功率测量，通常用平均功率来表征其输出功率。

图4所示为调幅（AM）信号的波形，如电视图象调制。

由于其峰/均功率比是恒定值，所以这类信号也可以用连续波功率计进行测量。

如电视图象功率的测量，是在75%的调幅度下测出其平均功率，再乘上1.68，所得结果即是峰值功率（又称同步顶功率）。

图4、调制度为75%的调幅（AM）信号的波形

2.2数字调制

经过近二十年的通信发展，已经确定了采用数字调制标准。

数字信号的特点是：

其信号波形的对称性、频率、幅度和峰值/平均值功率比都会随机发生变化。

这样的波形与常规调制的信号相比更像是噪声（图5），并可破坏连续波型功率计得以准确校正和使用的条件。

另外，数字调制波形的大动态范围可以使连续波功率计的二极管检波电路超出平方率（线性）工作范围。

用43这样的（动态范围为7dB）功率计测试数字调制信号的功率将会产生较大的测试误差。

图5、数字调制信号

2.3数字调制的射频功率的定义图6所示为数字调制射频信号的时域波形。

定义如下：

图6、数字调制射频信号的时域波形

平均功率（AVG）——载频功率的平均值（热等效功率，相当于电压测量中的真有效值）。

平均突发功率（BRSTAV）——周期性载频突发功率的平均值，与突发脉冲信号的宽度t及重复率1/T有关：

平均突发功率=平均功率×T/t

峰值因子或峰/均功率比（CF）——峰值包络功率和平均功率之比：

CF=PEP/AVG

峰值包络功率（PEP）——载频功率的峰值。

互补积累分布函数（CCDF）——正向功率超过给定的门限值的概率。

三、通过式功率计的应用3.1射频功率的测量

与终端式（热偶式）功率计不同的是，通过式功率计真实的反映了一个发射系统中各个截面的正向功率和反射功率。

终端式功率计的输入阻抗是标准的50Ω。

在功率测量中，终端式功率计替代了发射机的负载，也就是说，终端式功率计将发射机的负载理想化了。

所以说，终端式功率计所测得的结果是发射机在理想负载时的输出功率；如果发射天馈系统的匹配情况良好，则这个结果可以真实反映发射系统的输出情况；如果发射天馈系统的匹配不好（如VSWR>1.5），则终端式功率计不能真实反映发射系统的情况。

而通过式功率计则不同，它实际上是在传输线一侧放置了一个耦合探头，与发射机的工作波长相比，功率计传感器的电长度几乎可以忽略不计。

所以只要将通过式功率计置于发射系统的某个截面，那么得出的结果是这个截面的正向和反射功率（VSWR）。

图7、典型的发射系统

对于无线电运营商和制造商，通过式功率测量法是很有意义的。

在一个典型的发射系统中（见图7），将通过式功率计置于不同的截面将会得到不同的测试结果：

位置④——发射机的输出端，可以测量发射机的输出功率是否在设计的范围内，反射功率是否超过设定的保护门限；这是无线电设备研发和维护工程师所关心的。

同时，这也是无线电监测站所关心的功率指标。

位置③——天线的输入端，可以确定发射机真正辐射到空间的信号究竟有多大；这是网络规划和优化工程师所关心的。

位置②——可以检查发射系统在某个位置的匹配情况，这是设备维护工程师所关心的。

3.2测量无源器件的插入损耗

用二台通过式功率计可以十分准确的测出一个无源器件的插入损耗，其精度和网络分析仪的测试结果相当（见图8）。

这种测量方法的基本原理是替代法。

即先将二台功率计用一只精密的射频转接器（如Nf-Nf）直接连接，再用被测器件替代射频转接器，分别读出4个功率读数，从而计算出被测器件的准确插入损耗值。

详情参见《用功率计测量插入损耗》一文（TRANSCOM文件号：

03TF-001-v1.0-AN）。

图8-a）校准测量

图8-b）插入损耗测量

图9、功率计法测量无源器件的插入损耗

用这种方法可以准确的测出一个蜂窝基站从发射机输出端到天线输入端的全部插入损耗，这对于基站的维护是有益的。

虽然用网络分析仪也可以单端测量长电缆的插入损耗，但是网络分析仪必须在同一种介质下测量，而且要准确设定电缆的相速度，否则会产生附加的测试误差；而用功率计法就不需要知道这些参数，它只是把整个系统（包括跳线、主馈线，避雷器，定向耦合器等）一并当作一个二端口网络来对待。

3.3测量功率放大器的线性

用功率计除了可以测量放大器的功率，增益等指标外，还可以测量放大器的线性。

在现代通信系统中，设计工程师们更关心放大器的线性指标而不是效率指标，这是与系统的工作特性有关的，尤其是在宽带通信系统（如CDMA/WCDMA基站和直放站）中。

放大器的线性通常用IM3来表征，这需要用信号源和频谱分析仪来搭建一个复杂的测试电路来完成。

用通过式功率计也可以测量放大器的线性度，而且方法很简单：

分别测出放大器输入和输出端的互补积累分布函数（CCDF），这二个数值越吻合，说明放大器的线性越好。

在用功率计法测量放大器的线性的同时，还能测量放大器的增益和输出功率；这对于生产线上的快速测试十分有意义。

另外放大器的线性度直接影响到发射机输出频谱的纯净程度，因此也是无线电系统工程师的关注点。

3.4测量功率放大器的峰值因子（峰/均功率比）

和白噪声一样，放大器的平均功率只是其重要参数之一。

鉴于多载频和数字调制系统的统计特性，峰值/平均值功率比是十分重要的参数。

例如，8-VSB的数字调制信号的峰/均功率比通常为6dB，而CDMA调制信号则可高达10dB；如此高的峰值功率可能会导致放大器的饱和，这将造成数字信号的误码，所以正确测量放大器的峰均功率比对于放大器的研制和生产有着重要意义。

3.5大功率状态下放大器的输出驻波比测量

通常，功率放大器的输出驻波（S22）是在小信号状态下用网络分析仪测得。

但实际上放大器在大功率和小功率情况下的工作状态是不同的，所以小信号下测得的S22不能完全代表大功率状态的的驻波比。

大功率状态下驻波比的精确测量方法有二种，一是用测量线，这种方法需要经过换算，而且测试过程比较繁琐，一般用于实验室，而不适合于现代生产线上的快速测量。

另一种就是用通过式功率计，从图1的Thruline?

工作原理可以看出，通过式功率计可以很轻易的做到很大的功率容量，因此，要测试大功率状态下放大器的输出驻波比，相对于网络分析仪来说，通过式功率计可以轻而易举的做到这一点（图10）。

这个问题一解决，放大器的驻波保护门限的设定也迎刃而解了。

在通常，要设定放大器的输出驻波保护门限一般是在小功率下将放大器输出开路，来模拟一个反射功率。

但是采用图10的方法，只要变化负载的驻波比（采用失配负载，可选择1.0，1.2，1.5，2.0，2.5，3.0……任意值的驻波比），就可以准确的模拟真实的大功率状态下的输出驻波比了。

图10、用通过式功率计测量大功率状态下的输出驻波比

和网络分析仪法相比，用通过式功率计加（失配）负载的方法可以更加准确的测量放大器在大功率状态下的输出驻波比及保护门限。

而且还可以提高生产线的测试速度，降低测试成本。

BIRD公司新近推出了一种数字通过式功率计——5012（见图11），这是Thruline?

技术发明至今的一项较大进步。

5012是一台采用Thruline?

技术的通过式功率计，可以测量数字信号的平均功率、突发功率、峰值功率、峰值因子（峰/均比）和互补积累分布函数（CCDF）。

其工作频率为350-4000MHz，功率测量范围是0.15~150W（平均值）/400W（峰值）。

5012具有10MHz的视频带宽，适合现代通信的宽带测量要求，如UMTS系统。

图11、BIRD公司的新型数字功率计——5012

天线驻波比的测量方法

在天线系统中，天线与设备配接是否良好我们常常用一个称为驻波比的参数对其衡量，当驻波比为1的时，表示此天线系统匹配良好没有反射，如此数越大则意味着匹配状况越差，系统中存在越大的反射波。

那末如何测量天线的驻波比呢？

在这里我向大家介绍一种较为简易的办法。

要测量驻波比需要一台扫频仪，接法如图2-1，先将馈线的终端（近天线系统一端）短路，此时由于扫频仪输出的信号在馈线的终端形成全反射，观察其全反射波形如图2-2曲线的最大幅度为a，然后将天线接入馈线的终端，此时扫频仪上在工作频率范围内观察到的最大幅度为b如图2-3，先求出反射系数P=b/a，然后可用式S=1+P/1-P求出驻波比，式中的S表示驻波比。

提高小驻波比扫频测量精度的方法

出自：

87全国微波会议论文集作者：

伍捍东

摘要：

在许多场合，人们需要进行小驻波比的扫频测量。

一般的扫频测量装置在测量1.10～２范围的电压驻波比时，有较高的测量精度，而对于1.10以下的小驻波比的测量，则由于定向器件的有限方向性以及其它误差源的影响，使测量精度明显下降。

本文在分析了一般扫频反射测量装置测量精度的基础上，列出了反射测量的主要误差源，分别讨论了不同误差源对小驻波比测量精度的贡献，并将不同误差源有可能产生的误差极限，尽可能地用简明精确的图表显现出来，接着就如何减小测量误差，提高小驻波比测量能力和精度的方法进行了讨论。

主要介绍了提高反射校准精度的"开路／短路法"；提高小反射测量精度的"误差平均法"，以及测量极小驻波的"放大反射法"。

Ⅰ一般扫频反射测量系统的误差源

一般的扫频反射测量装置可以被表示为如图１所示的测试系统。

对这样的扫频反射测量系统进行误差分析之后，可得到该系统的测试误差主要来源于：

1.定向器件的有限方向性。

2.测试端。

3.信号源失配。

4.测试端口加接驻波比不等于１的转换接头。

5.替代标准精度不高。

6.校准器件的精度不够高和校准方法不够完善。

7.频谱不纯的信号。

8.其它误差源。

如涉及不同系统与方法的误差，音频替代系统大量程时检波器平方律误差（即检测非线性误差），噪声误差、电平漂移误差以及直接测量系统的统调误差等。

Ⅱ各误差源对小驻波比测量精度的贡献

1.定向器件方向性不足定向器件的方向性不足是一极重要的误差源，它相当于开槽测量线的剩余驻波比。

在反射系统中，采用不同方向性的定向器件测量不同的回波损耗值时，有可能带来的误差极限由图２所示。

从图２可以看出，当采用一只具有40dB方向性的定向器件测量30dB回波损耗值时，有最大可能误差为+3.302dB到-2.387dB。

也就是30dB的回波损耗值可能被测出27.623dB～33.302dB，或者1.06的驻波比有可能被测出1.087～1.04之间的任意值。

应当注意，测量一个等于定向器件方向性的回波损耗值，可能引起-6～+∞dB的误差。

这就是为什么要求定向器件的方向性一般要大于被测回波损耗值10～15dB的原因。

2.测试端口失配对测量误差的贡献测量端口的失配主要对２以上驻波比的测量产生误差，并在测量全反射时达到最大。

在小驻波比的测量中可不予考虑。

测试端口的失配对测试误差的贡献也可由２给出。

3.信号源失配对测量误差的贡献

在扫频反射测量装置中，定向取样器件输入端口与测试端口之间的插入衰减与信号源的失配一起对测量误差作出贡献。

设定向器件输入端口与测试端口之间的插入衰减为Ｔst（dB），则当Ｔst值小于10dB时，信号源的失配对反射测量精度会产生较大影响。

若将信号源的失配用回波损耗值ＬRG来表示，则信号源失配对未知回波损耗值测量的最大可能误差可由图３给出。

4.在测试端口加接转换接头的影响在测试端口加接转换接头，在小驻波比的扫频测量中一般是不允许的。

在实际测量中，有时需要在测试端口加接转换接头以改换不同的极性或不同的连接型式。

但是在小驻波比的扫频测量中，转换接头的引入会带来较大的测量不确定性。

这一点，往往未被引起重视。

转换接头的引入，将从两个方面降低测量精度。

一是转换接头反射降低定向器件的原有高方向性。

参见图2和图4，一只驻波比为1.05的接头可使定向器件的方向性从40dB降到20dB。

二是使测试端口的匹配状态变坏。

在图４的例子中，测试端口的失配驻波从1.10上升到1.17。

假设用图４中的例子，在加和不加接头的两种情况下去测量一个26dB的待测回波损耗，测量不确定性从原来的0.51dB扩大到14.34dB。

增加了10.83dB，参见表一。

可见，在小驻波比的扫频测量中，切忌加接任何的转换接头。

表一：

驻波比为1.05的转换接头测量1.10驻波的影响

被测反射

最大可能误差

不加接头（方向性40dB）

加接头后（等效方向性29dB）

回波损耗：

26dBＶＳＷＲ：

1.10

27.58～24.07dB△＝3.5dB（1.087～1.135

30.65～15.31dB△＝14.34dB（1.061～1.410）

5.替代误差

替代用的标准衰减器，无论采用高频，中频还是音频替代都必须具有足够高的精度。

因为替代标准的精度△Ａ（dB）是直接加在回波损耗测量上的。

从相对误差的观点来讲，替代精度△Ａ为定值时，对大回波损耗即小驻比的测量影响相对地小。

6.校准器件的选用与校准误差

反射测量的校准常采用短路器、开路器、滑动短路器和标准失配负载等作校准器件。

这些校准器件的精度△ＬＡ（dB）与替代误差一样，是直接迭加在回波损耗测量值上。

例如，常用的短路器具有＞50的电压驻波比，以此作为0dB回波损耗标准时，其直接迭加的测量误差为0.348dB。

当采用驻波比为Ｓ＝1.20±0.02的标准失配负载作为校准器件时，会有±0.83dB的校准误差。

对于小驻波比的扫频测量，采用何种校准器件为好，分析是较为复杂的，下面以表二形式分别给出采用驻波比＞50的短路器的驻波比＝1.20±0.02的标准失配负载作为校准器件时，测量1.06的驻波比有可能产生的各项误差极限。

表二：

不同标准的校准误差

产生校准误差的原因

短路器作标准VSWR＞50

失配负载作标准VSWR＝1.20±0.02

直接校准误差

－0.35dB

±0.83dB

测试端口失配（Ｓ＝1.10）

±0.40dB

0

测试端口失配（Ｓ＝1.25）

＋0.9／－1.0dB

0

定向器件方向性不足（Ｄ＞40dB）

0

＋0.83dB－0.91dB

替代误差（±2％）

±0.6dB

±0.2dB

信号源失配（ＴST＝6dB，ＬRG＝9.5dB）

＋0.8dB－0.9dB

＜0.1dB

信号源失配（ＴST＝3dB，ＬRG＜9.5dB）

＋1.28dB－1.50dB

±0.14dB

7.频谱不纯的信号对测试的影响

在扫频反射测量系统中，由于宽带检波器件的应用，信号频谱不纯会影响测试精度。

常用的扫频信号源，其寄生频率分量要比谐波频率分量小得多，本文所讨论的谐波误差，结果同样适用于寄生振荡。

由谐波引起的误差是难以限制的，这是因为谐波与信号是相关的。

对于强频率特性的器件来说，谐波的影响最为敏感。

如测量带通和低通滤波器的回波损耗时就是这样。

在滤波的通带内，信号的反射性能是滤波器的特性指标。

而与信号相关的谐波，其频谱则是在通带之外，故谐波是全反射的。

图５表示了测量一只低通滤波器回波损耗的例子，在这个例子中谐波低于信号20dB，却可以引起直到6dB的误差。

在图６中则表示了二次谐波引起的误差极限。

由图可以看出，谐波频谱的存在，对小驻波比测量精度的影响是很大的。

为减少这一误差，必须控制谐波分量小于被测信号20dB以上，通常是在信号源的输出端串接一只性能良好的低通滤波器。

由以上分析可知，小驻波比的扫频波量精度受到多种误差源的影响，在架设系统时应参考图２至图６，表一和表二所及内容。

进一步提高小驻波比扫频测量精度的能力，还可以采用下文介绍的三种方法。

Ⅲ用"开路／短路法"提高校准精度

在采用短路器作为0dB回波损耗标准时，由于信号源失配和测试端口失配，会引起较大的校准误差。

这一误差表现为0dB校准值不是一直线，而是一波浪型曲线。

采用开路、短路取平均值的方法，可以减少其影响。

参见图７，在用短路器校准曲线时获得如图中实线所示的校准曲线，而用开路器校准时，因开路反射信号与短路时相位相差180°故校准曲线如图中虚线所示。

二者平均后，非常接近于真正的全反射校准电平，故而提高了校准精度。

由于开路波导具有参量辐射，因此，有波导系统，"开路／短路法"是用滑动短路面来实现的。

校准时，短路面位置应至少滑动最低频率的1／4导内波长。

在任一频率上，取其变化的平均值作为全反射校准。

Ⅳ用"误差平均法"提高小反射测量精度

"误差平均法"是利用改变被测反射信号与定向器件的方向性信号之间的相位变化速率，从检测信号中分离开被测反射信号，从而提高小反射测量的精度。

方法是在定向器件测试端口与被测件之间插入一段长度适当的精密传输线（参见图８）则由于"长线效应"，使被测反射信号与定向器件方向性信号之间的相位变化大大增加，因而使被测反射信号产生了明显的波动，对此波动取平均值后，便可精确地得到被测反射的大小，提高了小反射测量的精度。

应当注意，"误差平均法"只适于测量大于定向器件方向性信号约3dB以上的小反射。

而当测量信号小于方向性时，情况正相反，取波动平均的结果，不是测量信号而是方向性信号。

Ⅴ"放大反射法"测量小至1.005的极小反射

"放大反射法"测量系统的布置与"放大反射法"相类似（参见图9），所不同的是在定向器件的测试端口，或在四口电桥的参考端口引入了一个参考反射Γr。

Γr的量值通常是0.1或0.2左右的反射，且要求Γr应基本是不随频率的变化而变化。

而对于Γr的具体数值并不要求事先知道。

被测未知反射经过"长线"之后与Γr矢量迭加。

由于二者之间相位变化很快，迭加后产生上下波动的图形，波动的幅度大小即代表了被测未知反射的大小。

由于扫频信号源的输出信号是扫频的，且设为锯齿波产生的线性调频信号，故在定向器件的检波输出端，除存在第一路调频信号fr（图９中实线所示）外，还存在第二路调频信号fx（虚线所示）。

fx比fr多走了2L，因而它比fr滞后了一个时间td，td＝2L-Ｖ。

由于这个时间延迟，使得到达检波器的两路信号在频率上总是相差一个频率fd（指在扫描过程中）。

双设信号源的扫描周期为Ｔ＝１─fs，在每个扫描周期内，调频所产生的扫频宽度（双向频偏）为2△f，于是如图９所示，显然具有下列比例关系，

而每次扫描所包含的波动周期数，即示波器屏幕上所看到的差频曲线的周期数为：

这里fs─信号源的扫描频率：

Ｖ─调制信息的传播速度，即群速，

Ｃ─光速；fo─扫频信号的中心频率；fc─波导的截止频率。

n越大，要求Ｌ也就越长，n太小，又使相对的分辨力下降。

通常n选在20以上。

以频率为fb的波动图形的幅度，反映了Γx与Γr的相对大小。

如果测出波动幅度△dB为0.44dB，Γr为0.1，则由矢量分离表（附录篇）可查出，Γx／Γr（dB）为32dB。

于是：

ＬRX＝ＬRr＋Γx／Γr（dB）＝20＋32＝52dB

即被测反射Γx为0.003，被测驻波比为1.005。

参考反射Γr的产生，可以是在长波导或同轴线的始端设置一个截面尺寸突变的台阶，然后渐渐恢复到原来尺寸，使产生一定的反射│Γr│。

或在均和长波导的始端放入一个钢珠，用外部磁铁把它附吸波导宽壁中央附近，以产生│Γr│的反射，其│Γr│值可由钢珠的大小与位置来控制"用这一方法获得的│Γr│也具有较好的频率响应"。

在同轴频段，还有一种四口比较电桥。

该电桥比普通三口电桥多了一个参考端口。

并在该端口安了一个"偏置"终端──是一个"能产生所需要的，随频率变化相对恒定的"反射终端，反射损耗通常为20dB。

由于电桥本身具有高性能，且在它的内部不存在其它不希望有的明显反射源，因此，电桥的有效方向性转化为"偏置"特性，即变为20dB。

也就是Γr＝0.1。

Ⅵ结束语

小驻波比的扫频测量与大驻波比的扫频测量一样，也是一个特殊的测量问题，在一般的扫频反射测量中，要求被测量回波损耗ＬR小于定向器件方向性Ｄ10～15dB。

对于40dB方向性器件来说，其ＬR测量范围在10～30dB。

而误差平均法反射测量，只要求被捕测回波损耗ＬR小于方向性Ｄ3dB以上，其ＬR测量范围在25～40dB。

放大反射法则是一反要求ＬR＜Ｄ的常规，要求方向性Ｄ小于ＬR10～30dB。

放大反射法的测量范围在30～52dB。

参见表四。

表四：

不同方法的测量范围

对方向性的要求（dB）

测量范围

回波损耗

电压驻波比

普通扫频测量方法

Ｄ＞ＬR10～15dB

10～30dB

2.0～1.05

误差平均方法

Ｄ＞ＬR30dB以上

25～40dB

1.10～1.03

放大反射方法

Ｄ＜ＬR10～30dB

30～52dB

1.05～1.005

Ⅶ参考资料

1、